Etude de l'impact du filtrage et des non-linéarités sur les signaux ULB dans le front-end radio fréquence et les réseaux hybrides optique-radio

Scientext

Projet ORFEO © 2015 CNRS

Aide | Tout afficher | Tout cacher | Imprimer

Aide

Corpus Scientext

Aide

Métadonnées : general

Aide

UNIVERSITE JOSEPH FOURIER DE GRENOBLET H E S EPour obtenir le grade de DOCTEUR de l' université Joseph FOURIER de GrenobleSpécialité : Optique et Radiofréquencepréparée à l' Institut de Microélectronique , Electromagnétisme et Photonique INP-Grenoble MINATECDans le cadre de l' Ecole Doctorale Electronique , Electrotechnique , Automatique , Télécommunication et Signalprésentée et soutenue publiquement par Philippe LOMBARD Le 03 décembre 2007 Etude de l' impact du filtrage et des non-linéarités sur les signaux ULB dans les front-end radio-fréquence et les réseaux hybrides optique-radio Directeur de thèse Mr Emil NOVAKOV Co-directeurs de thèse Mr Jean-Michel FOURNIER Mr Yannis LE GUENNEC JURY Mr Michel TERRE Président Mme Catherine ALGANI Rapporteur Mr Pascal FOUILLAT Rapporteur Mr Emil NOVAKOV Directeur de thèse Mr Jean-Michel FOURNIER Co-directeur Mr Yannis LE GUENNEC Co-directeur A ma famille A mon père et à ma mère « Nihil nisi a numine » François de Bonne ( 1543 - 1626 ) Duc de Lesdiguière Remerciements Je tiens tout d' abord à remercier Monsieur Gérard GUIBAUDO et Monsieur Francis Balestra , respectivement Directeur et précédent Directeur , pour m' avoir accueilli au sein du laboratoire IMEP-LHAC de MINATEC-Grenoble où se sont déroulés mes trois années de travaux de recherche . J' exprime toute ma gratitude envers Madame Catherine ALGANI , Professeur au CNAM de Paris , et Monsieur Pascal FOUILLAT , Professeur et Directeur du GIP-CNFM de Bordeaux , pour avoir accepté d' être les rapporteurs de mes travaux et pour l' attention qu' ils ont accordée à la lecture de ce mémoire . J' associe également mes remerciements à Monsieur Michel TERRE , Professeur au CNAM de Paris , qui a accepté d' être examinateur de ce travail . Je tiens à remercier Monsieur Emil NOVAKOV en tant que directeur de thèse pour son encadrement et le suivi de mon travail tout au long de mon doctorat . Je remercie aussi Monsieur Jean-Michel FOURNIER en qualité de co-directeur pour toute son aide , sa rigueur et les nombreux conseils qu' il a su me prodiguer durant mes travaux . J' exprime mon entière gratitude à l' attention de Monsieur Yannis LE GUENNEC également co-encadrant , pour son savoir , son aide précieuse et toute sa gentillesse pour la réussite de mon doctorat . Je remercie l' ensemble des collaborateurs des projets BILBAO et ISIS pour les multiples échanges et la relation ammicale que nous avons pu avoir durant ces trois années . J' exprime mes remerciements dévoués envers Madame Béatrice CABON , pour son aide , son soutien ainsi que pour m' avoir impliqué dans divers travaux et projets . Je joins également à ces remerciements Madame Ghislaine MAURY , Messieurs Philippe FERRARI , Jean-Marc DUCHAMP et Philippe BENECH pour leurs aides , conseils et avis éclairés sur les divers problèmes que j' ai pu rencontrer . Je remercie Monsieur Pascal XAVIER , chef d' équipe ainsi que l' ensemble des membres du thème RFHO avec lesquels j' ai eu un grand plaisir à travailler . Je tiens également à remercier Monsieur Alexandre SHAGOYA pour son aide et sa sympathie lors de notre épopée informatique . Je remercie spécialement Monsieur Jean-Daniel ARNOULD de son professionnalisme qui m' a été d' une grande aide ainsi que sa bonne humeur . J' exprime une pensée amicale à l' encontre de Madame Anne VILCOT et de Monsieur Pierre SAGUET pour leurs nombreux conseils et aides . Je remercie aussi l' ensemble du personnel technique et administratif pour leur soutien , leur disponibilité . Un très grand merci à toutes les personnes , thésards , stagiaires et collègues avec lesquels j' ai passé d' agréables moments durant ces trois années de thèse . J' adresse une mention toute particulière à mes collègues et amis de la L 12 : une histoire , une légende , un mythe .... Ainsi qu' à la Team 360 ° : la puissance n' est rien sans la maîtrise , et de la maîtrise du son jahi la parole . Enfin , je tiens à remercier sincèrement ma famille , ma loulounette d' amour et mes amis pour le soutien sans faille qu' ils m' ont apporté pendant ces trois années et plus encore . Sommaire Introduction générale 29 Chapitre I & 226;& 128;& 147; Contexte et situation actuelle des systèmes ULB 35 1 - Introduction 37 1.1 - Définition d' un signal ULB 38 1.2 - Historique et généralités sur les systèmes ULB 39 1.3 - Préoccupations à l' introduction des systèmes ULB 42 2 - Réglementation des communications ULB 43 2.1 - Division spectrale pour l' ULB 43 2.2 - Réglementation aux Etats-Unis 44 2.3 - Réglementation en Asie 45 2.4 - Réglementation en Europe 46 2.5 - Communication ULB dans la bande de fréquences des 60 GHz 48 2.6 - Bilan sur les masques d' émission des communications ULB 50 2.7 - Panorama de cohabitation des systèmes existants 50 2.8 - Bilan sur les réglementations des communications ULB 51 3 - Contraintes de puissances sur les systèmes ULB 52 3.1 - Puissance moyenne 54 3.2 - Puissance pic 54 4 - Les différents types de modulations ULB 57 4.1 - L' approche impulsionnelle 58 4.2 - Les approches multi-bandes 60 4.3 - Solution multi-bandes impulsionnelles 60 4.4 - Solution multi-bandes OOK 61 4.5 - Solution multi-bandes OFDM 62 4.6 - Bilan sur les différents types de modulaton ULB 63 5 - Canal de propagation et de transmission pour les signaux ULB 63 5.1 & 226;& 128;& 147; Définition des canaux 63 5.2 & 226;& 128;& 147; Canal de propagation à bruit blanc gaussien 63 5.3 & 226;& 128;& 147; Bilan sur le canal de propagation 66 6 - Systèmes UWB sur fibres 67 6.1 - Etat de l' art et intérêt de la distribution et du traitement du signal ULB par voie optique 67 6.2 - Architecture radio sur fibres RoF 68 6.2.1 & 226;& 128;& 147; Architecture point-à-point 69 6.2.2 - Architecture point-à-multipoints 69 6.2.3 - Architecture multipoints-à-multipoints 70 7 - Conversion de fréquence porteuse ULB par voie optique 71 7.1 - Intérêt de la conversion de fréquence par voie optique 71 7.2 - Principe de la conversion de fréquence par voie optique 71 8 & 226;& 128;& 147; Bilan sur la situation actuelle des systèmes ULB 72 Chapitre II & 226;& 128;& 147; Systèmes de modulation ULB MB-OFDM et MB-OOK étudiés 75 1 - Introduction 77 2 - Systèmes de modulation MB-OFDM 78 2.1 - Historique et introduction 78 2.2 - Transmission multi-porteuses 79 2.3 - Principe des transmissions multi-porteuses OFDM 81 2.3.1 - Notion d' orthogonalité 81 2.3.2 - Chaîne d' émission-réception 83 2.3.3 - Chaîne d' émission 83 2.3.4 - Chaîne de réception 84 2.3.5 - Intervalle de garde 85 2.4 - Système MB-OFDM 86 2.4.1 - Division du spectre en sous-bandes 86 2.4.2 - Sauts de fréquence 88 2.5 - Bilan et paramètres des systèmes MB-OFDM utilisés 90 2.6 - Non linéarité dans les systèmes ULB-OFDM 91 2.6.1 & 226;& 128;& 147; Définition du PMER dans les systèmes OFDM 91 2.7 - Non-linéarité des amplificateurs pour les systèmes OFDM 94 3 - Systèmes de modulation MB-OOK 95 3.1 - Modulation OOK classique 95 3.2 - Principes de la modulation OOK proposée par Mitsubishi ITE 96 3.2.1 - Principe de transmission du système MB-OOK 97 3.2.2 - Canal de transmission et systèmes impulsionnels 98 3.2.3 - Principe de réception du système MB-OOK 100 3.2.4 - Détermination du seuil de décision 101 3.2.5 - Filtres intégrateurs et seuil de décision 103 3.2.6 - Choix de la fréquence de coupure 105 3.2.7 - Détermination du seuil de décision 105 3.2.8 - Bilan sur les chaînes de transmission MB-OOK 107 3.2.9 - Paramètres du système MB-OOK considéré 108 3.3 - Bilan sur les systèmes ULB MB-OOK 109 Chapitre III & 226;& 128;& 147; Applications radio-fréquences & 226;& 128;& 147; Etude des non linéarité des amplificateurs dans les systèmes ULB-OFDM , problèmes de filtrage dans un système MB-OOK 111 1 & 226;& 128;& 147; Etude de l' influence des non-linéarités de l' amplificateur faible bruit ( LNA ) dans une chaîne de réception ULB MB-OFDM 114 1.1 - Amplificateur LNA dans une chaîne de transmission 114 1.2 - Chaîne de transmission ULB-OFDM 118 1.3 - Modèles de l' amplificateur LNA 122 1.3.1 - Non-linéarité d' amplitude et de phase dans le cadre des amplificateurs LNA 122 1.3.2 - Caractéristique AM / PM 123 1.3.3 - Caractéristique AM / AM 124 1.3.4 - Modèle comportemental développé 125 1.4 - Modèle de front-end 126 1.4.1 - Modèle d' amplificateur théorique proposé par Simulink 126 1.4.2 - Caractéristiques de l' amplificateur LNA réalisé à l' IMEP 127 1.5 - Résultats de simulation 129 1.5.1 - Comparaison des réponses en tension entre le modèle comportemental du LNA réel et le modèle numérique sur Simulink de Matlab 129 1.5.2 - Résultats de simulations 130 1.6 - Application concrète dans le cadre d' un front-end RF de réception 131 1.7 - Application dans la détermination de distances de communication 133 1.8 - Bilan sur les non-linéarités des amplificateurs LNA dans une chaîne de réception ULB MB-OFDM 134 2 - Etude de l' optimisation des gabarits des filtres pour le système MB-OOK 135 2.1 - Cahier des charges 136 2.2 - Choix des filtres 139 2.3 - Etude des largeurs de bande-passante maximales accessibles 143 2.4 - Influence du filtrage dans les canaux adjacents 144 2.4.1 - Méthodologie d' évaluation de l' influence du filtrage dans les canaux 144 2.4.2 - Résultats de l' influence du filtrage dans les canaux 147 2.5 - Etude du DER dans la chaîne de transmission MB- OOK 151 2.6 - Etude des signaux temporels émis dans le canal de propagation 154 2.7 - Bilan sur le filtrage des systèmes MB-OOK 155 Chapitre IV & 226;& 128;& 147; Application optique : Distribution et traitement de signaux ULB par voie optique 157 1 - Critère d' EVM pour l' évaluation de performances de transmission 159 1.1- Constellations QPSK des symboles OFDM 160 1.2 - Critère de qualité l' EVM 161 2 -Transmission de signaux ULB sur fibre optique 164 2.1 - Description des liens de transmission optiques 164 2.2 - Caractéristiques expérimentales des transducteurs électrique / optique 166 2.3 - Sources de bruit dans le lien radio sur fibre 167 2.4 - Modèle d e simulation 170 2.4.1 - Description du modèle comportemental 170 2.4.2 - Paramètres des modèles 170 2.5 - Résultats de simulations 171 2.5.1 - Discussion des résultats de simulations pour la modulation directe de diode laser 171 2.5.2 - Discussion des résultats de simulations pour la modulation externe 173 2.5.3 - Bilan sur la transmission de signaux ULB par voie optique 173 3 - Conversion de fréquence de signaux ULB par voie optique 174 3.1 - Intérêt de la conversion de fréquence 174 3.2 - Principe de la conversion de fréquence 176 3.2.1 - Définition générale d' un mélangeur 176 3.2.2 - Cas du mélange par voie optique 177 3.3 - Mélange par voie optique avec un modulateur externe 178 3.3.1 - Principe du modulateur externe 179 3.3.2 - Expression de l' intensité en sortie du modulateur externe en régime non-linéaire 180 3.3.3 - Puissance de mélange photo-détectée 181 3.3.4 - Définition du gain de conversion 182 3.4 - Modèle de simulation pour l' étude de la conversion de fréquence avec un modulateur externe MZM 184 3.4.1 - Description du modèle 184 3.4.2 -Polarisation du modulateur Mach-Zehnder 185 3.4.3 - Principales caractéristiques de la chaîne de transmission 187 4 - Résultats de simulation 188 4.1 - Simulation du gain de conversion 189 4.2 - Evaluation de l' EVM du signal ULB-OFDM converti en fréquence 191 4.3 - Résultats d' EVM optimaux au MIN-T et au MAX-T 192 5 - Résultats expérimentaux 193 6 - Bilan sur la conversion de fréquence pour les systèmes ULB 196 7 - Conclusion générale et perspectives 198 Bibliographie 203 Liste des publications 219 ANNEXES 221 Annexe 1 - BILBAO 223 Annexe 2 - Produit d' inter-modulation d' ordre 3 ( IP3 ) 225 Liste des figures Chapitre I & 226;& 128;& 147; Contexte et situation actuelles des systèmes ULB Figure I.1 : DSP pour un système ULB et un système à bande étroite . 38 Figure I.2 : Positionnement des systèmes ULB par rapport aux systèmes existants en terme de débit et de mobilité ( a ) , en terme de débit et de portée ( b ) 42 Figure I.3 : Masques d' émission intra et extra-muros des signaux ULB pour la réglementation nord américaine . 45 Figure I.4 : Evolution des masques d' émission des signaux ULB pour la réglementation singapourienne ( a ) et japonaisse ( B ) 46 Figure I.5 : Evolution des masques d' émission des signaux ULB pour la réglementation européenne : en 2003 ( a ) , première ( b ) proposition de 2005 , seconde ( c ) , en 2007 ( d ) . 47 Figure I.6 : Bornes des spectres autorisés dans la bande des 60 GHz suivant les organismes de régulation 49 Figure I.7 : Panorama des systèmes existants autour de la bande ULB 51 Figure I.8 : Schéma synoptique d' un analyseur de spectre pour la mesure des puissances moyennes et pics des signaux ULB 53 Figure I.9 : Transposition de la DSP maximale autour de la fréquence porteuse fC 53 Figure I.10 : Puissances pics mesurées dans une bande de 3 MHz de résolution , avec une fréquence vidéo de 50 MHz , avec codage d' étalement ( a ) et sans codage d' étalement ( b ) 55 Figure I.11 : Schéma temporel d' occupation des bandes pour un système de transmission mono et multi-bandes 56 Figure I.12 : DSP pour des émissions mono ( a ) et multi ( b ) bandes 57 Figure I.13 : Exemple d' impulsions gaussiennes dans le domaine temporel ( a ) et fréquentiel ( b ) 58 Figure I.14 : Spectres et formes d' ondes temporelles IR-ULB pour la bande basse ( a ) et haute ( b ) 59 Figure I.15 : Exemple d' émission multi-bandes impulsionnelles sur quatre sous-bandes 61 Figure I.16 : Diagramme d' allocation des 14 sous-bandes pour les communications ULB MB-OFDM 62 Figure I.17 : Transmission d' une onde électromagnétique dans un canal de transmission et de propagation 64 Figure I.18 : Schéma du tunnel optique pour les communications RoF dans une liaison point-à-point 69 Figure I.19 : Schéma d' un réseau hybride radio-optique avec liens point-à-multipoints RoF basé sur un coupleur 1 vers N 70 Figure I.20 : Schéma d' un réseau hybride radio-filaire avec liens multipoints-à-multipoints en radio sur fibre basé sur un coupleur N vers N 70 Figure I.21 : Schéma de principe d' un mélangeur électro-optique , cas d' une conversion haute fréquence 72 Chapitre II & 226;& 128;& 147; Systèmes de modulation ULB MB-OFDM et MB-OOK étudiés Figure II.1 : Réponse fréquentielle du canal de transmission pour des modulations multi-bandes 80 Figure II.2 : Base orthogonale dans le domaine temporel à l' aide de fonctions portes 82 Figure II.3 : Division du spectre en SB ( NSP = 3 ) et notion d' orthogonalité entre les sous-porteuses pour les systèmes OFDM 82 Figure II.4 : Schéma synoptique d' une chaîne d' émission / réception OFDM 83 Figure II.5 : Schéma de principe d' un émetteur multi-porteuses OFDM 83 Figure II.6 : Schéma de principe d' un récepteur multi-porteuses OFDM 84 Figure II.7 : Intervalle de garde GI dans les symboles OFDM pour les applications ULB 85 Figure II.8 : Intervalle de garde GI dans les symboles OFDM 86 Figure II.9 : Découpage fréquentiel de la bande ULB comprise entre 3 , 1 et 10 , 6 GHz en 14 SB regroupées en 5 groupes de bandes 89 Figure II.10 : Sauts en fréquence de symboles OFDM en considérant le fonctionnement en mode 1 et pour le TFC 1 89 Figure II.11 : DSP en fréquence du signal ULB-OFDM émis 91 Figure II.12 : Relevé temporel de la partie réelle et imaginaire des signaux ULB-OFDM 92 Figure II.13 : Distribution pour des signaux gaussiens ( a ) et uniformes ( b ) 92 Figure II.14 : Réponse en amplitude typique d' un amplificateur 94 Figure II.15 : Modulation OOK et spectre fréquentiel associé 96 Figure II.16 : Schéma de principe de l' émetteur MB-OOK , exemple de transmission 97 Figure II.17 : Signal impulsionnel temporel ( a ) , et spectre en fréquence ( b ) 97 Figure II.18 : Réponse impulsionnelle typique d' un canal de propagation ULB 98 Figure II.19 : Schéma de principe du récepteur MB-OOK , exemple d' une réception 100 Figure II.20 : Démodulateur quadratique non-cohérent 100 Figure II.21 : Réponse impulsionnelle typique du canal de propagation ULB par rapport au signal émis 101 Figure II.22 : Densité de probabilité après intégration du signal 102 Figure II.23 : Schéma de détection et d' estimation dynamique du seuil de décision 102 Figure II.24 : Intégration du signal reçu pour différents types de filtres passe-bas sur une durée d' une pulsation 104 Figure II.25 : Intégration du signal reçu avec un filtre de type Maximally Flat pour diverses valeurs de fréquences de coupures FC 105 Figure II.26 : Densité de probabilité après intégration du signal pour différentes puissances de bruit dans le canal de propagation 106 Figure II.27 : Illustration de l' instant et du niveau du seuil de décision adopté 107 Figure II.28 : Signal impulsionnel employé dans le domaine temporel ( a ) et spectre en fréquence ( b ) 108 Chapitre III & 226;& 128;& 147; Applications radio-fréquences & 226;& 128;& 147; Etude des non-linéarités des amplificateurs dans les systèmes ULB-OFDM , problèmesde filtrage dans un système MB-OOK Figure III .1 : Exemple d' une chaîne d' émission / réception dans le cas de la téléphonie cellulaire 114 Figure III .2 : Chaîne de transmission ULB-OFDM et front-end RF de réception 118 Figure III .3 : Disposition du système étudié par rapport aux perturbateurs dans le groupe de bande GB 1 121 Figure III .4 : DSP du signal ULB-OFDM transmis et des sous-bandes adjacentes 121 Figure III .5 : Réponse en tension typique d' un amplificateur 124 Figure III .6 : Modèle comportemental de l' amplificateur LNA 125 Figure III .7 : Structure du LNA 127 Figure III .8 : Courbes caractéristiques du LNA 128 Figure III .9 : Réponse en tension du modèle comportemental de l' amplificateur réel et de son modèle numérique pour un gain de 13 , 8 dB et différentes valeurs d' IIP 3 129 Figure III .10 : Variation du BER en fonction du rapport SIR pour différentes valeurs d' IIP 3 et rapport SNR 130 Figure III .11 : Variation du BER en fonction du rapport SIR avec les caractéristiques de deux front-end réels 132 Figure III .12 : Illustration du calcul des distances de communications maximales 133 Figure III .13 : Système de transmission MB-OOK 136 Figure III .14 : Schéma de principe du démultiplexeur comprenant une bande de n filtres passe-bas PB 136 Figure III .15 : Gabarit des deux premiers filtres passe-bande du démultiplexeur 137 Figure III .16 : Filtre de type Chebyshev d' ordre 4 , de largeur de bande 250 MHz observé sur le canal 3 138 Figure III .17 : Exemple de fonction de transfert pour les 3 types de filtres de fréquence centrale Fc = 3230 MHz et d' ordre 6 139 Figure III .18 : Gabarits des fonctions de transfert \|H ( f ) \| de chacun des types de filtres considérés 140 Figure III .19 : Fonction de transfert pour les 3 types de filtres , de BP = 150 MHz de différent ordres , avec une fréquence centrale Fc = 3230 MHz 142 Figure III .20 : Exemple de fonction de transfert d' un filtre Butterworth d' ordre 6 ( a ) et illustration de son découpage en sous-bandes SsBd ( b ) 145 Figure III .21 : Illustration du processus de calcul du rapport SIRSsBd 147 Figure III .22 : Evaluation du SNRSsBd en fonction du numéro du canal , pour des filtres de type Butterworth et Chebyshev de différent ordres 148 Figure III .23 : Exemple de fonctions de transfert d' un filtre Butterworth ( a ) et Chebyshev ( b ) d' ordre 2 et 8 149 Figure III .24 : Fonctions de transfert des filtres Butterworth et Chebyshev d' ordres 6 et 8 150 Figure III .25 : Schéma synoptique de la chaîne de transmission MB-OOK 151 Figure III .26 : Variation du BER en fonction du numéro de canal avec un SNR de 6 dB pour des filtres Butterworth et Chebyshev 152 Figure III .27 : BER en fonction du numéro de canal ( a ) en opposition au spectre en fréquence du signal d' entrée ( b ) 153 Figure III .28 : Variation du BER en fonction du rapport SNR pour les différents types et ordre de filtrages 153 Figure III .29 : Réponse temporelle et délais de propagation pour les différents types et ordres de filtres 154 Chapitre IV & 226;& 128;& 147; Application optique : distribution et traitement de signaux ULB par voie optique Figure IV.1 : Modulation QPSK à 4 états de phase , et tableau de codage à sauts de phase minimale 161 Figure IV.2 : Critère d' EVM du symbole d' une modulation numérique 162 Figure IV.3 : Exemple de constellations pour différentes valeurs d' EVM 163 Figure IV.4 : Chaîne de transmission ULB sur fibre avec une transmission directe ( laser DFB directement modulé ) 164 Figure IV.5 : Chaîne de transmission ULB sur fibre avec une modulation externe ( modulateur MZM ) 164 Figure IV.6 : Caractéristiques statiques des transducteurs E / O 166 Figure IV.7 : Réponses AM / AM des deux liens optiques considérés pour différentes valeurs caractéristiques 166 Figure IV.8 : Modélisation des sources de bruits dans la chaîne RoF 168 Figure IV.9 : Modèle comportemental des systèmes de transmission ULB sur fibre 170 Figure IV.10 : Variation de l' EVM en fonction de la puisance PULB-OFDM du signal ULB-OFDM d' entrée 172 Figure IV.11 : Diagramme d' allocation des sous-bandes MB-OFDM pour les communications ULB en Europe , dans sa définition actuelle en 2007 et future en 2010 175 Figure IV.12 : Schéma de principe d' un mélangeur électronique RF ou optique , exemple d' une conversion haute fréquence 176 Figure IV.13 : Schéma de principe d' un mélangeur par voie optique 178 Figure IV.14 : Modulateur d' intensité de type Mach-Zehnder 179 Figure IV.15 : Schéma d' un modulateur externe Mach-Zehnder 180 Figure IV.16 : Schéma électrique d' un photo-détecteur idéal 181 Figure IV.17 : Lien RoF pour la conversion de fréquence de signaux ULB-OFDM par voie optique avec un modulateur externe MZM 184 Figure IV.18 : Caractéristique statique du MZM , pour une puissance optique en entrée du MZM de 5 mW et une tension demi-onde V ? de 5 , 3 V 186 Figure IV.19 : Principe de modulation d' intensité optique , exemple de polarisation dans la zone linéaire 186 Figure IV.20 : Simulation du gain de conversion GCVt en fonction de la puissance du signal d' OL 189 Figure IV.21 : Simulation du gain de conversion GCV en fonction de la puissance d' entrée des signaux CW et ULB 190 Figure IV.22 : Variation de l' EVM en fonction de la puissance PULB aux points de polarisations MIN-T et MAX-T , pour différentes valeurs de puissances POL . 191 Figure IV.23 : Variation de l' EVM du signal ULB converti en fréquence en fonction de la puissance d' entrée du signal ULB à MIN-T et MAX-T MAX-T 193 Figure IV.24 : Comparaison du gain de conversion optique GCVOpt simulé et mesuré , en fonction de la puissance du signal d' OL 194 Figure IV.25 : DSP en sortie du photo-détecteur après conversion haute fréquence et signal d' entrée ULB-OFDM ( encart ) 195 Annexe 2 & 226;& 128;& 147; Produit d' inter-modulation d' ordre 3 ( IP3 ) Figure A2 . 1 : Génération de produits d' IM à partir de deux signaux fondamentaux traversant une fonction non-lminéaire 225 Figure A2 . 3 : Point d' interception d' ordre 3 ( IP3 ) 227 Figure A2 . 3 : Mesure du niveau d' inter-modulation d' ordre 3 ( IP3 ) 227 Liste des tableaux Chapitre I & 226;& 128;& 147; Contexte et situation actuelle des systèmes ULB Tableau I.1 : Puissances d' émissions tolérées dans la bande des 60 GHz 49 Chapitre II & 226;& 128;& 147; Systèmes de modulation ULB MB-OFDM et MB-OOK étudiés Tableau II.1 : Allocation fréquentielle des groupes de bandes 86 Tableau II.2 : Relation entre les distances d' émission et la fréquence centrale de chaque BG 87 Tableau II.3 : Allocation codage temps & 226;& 128;& 147; fréquence ( TFC ) pour les différents modes des système MB-OFDM 88 Tableau II.4 : Caractéristiques principales du générateur de pulses 108 Chapitre III & 226;& 128;& 147; Applications radio-fréquences & 226;& 128;& 147; Etude des non-linéarités des amplificateurs dans les systèmes ULB-OFDM , problèmes de filtrage dans un système MB-OOK Tableau III .1 : Exemple de caractéristiques d' amplificateurs LNA ULB . 117 Tableau III .2 : Principales caractéristiques de symboles ULB-OFDM utilisés 119 Tableau III .3 : Définition des fonctions AM / AM et AM / PM pour les modèles de Saleh , Ghorbani et Rapp . 126 Tableau III .4 : Performances de l' amplificateur ULB-LNA réalisé à l' IMEP 128 Tableau III .5 : Principales cractéristiques des front-end 131 Tableau III .6 : Paramètres considérés dans la programmation des filtres 141 Tableau III .7 : Critères d' atténuations A et B dB pour les 3 types de filtres , d' ordres : 2 , 4 , 6 , 8 de BP 150 MHz autour de FC = 3230 MHz 142 Tableau III .8 : Bandes passantes maximales accessibles suivant l' ordre et le type de filtre , avec et sans décentrage des fréquences FC Basse et FC Haute 143 Chapitre IV & 226;& 128;& 147; Application optique : Distribution et traitement de signaux ULB par voie optique Tableau IV.1 : Caractéristiques du système optique en transmission directe Tableau IV.2 : Caractéristiques des éléments optiques utilisés dans la chaîne de conversion de fréquence ULB-OFDM ACRONYMES Acronymes A ADSL Asymmetric Digital Subscriber Line AM Amplitude Modulation AMRC Accès Multiple par Répartition en Code A / N Analogique / Numérique ANR Agence Nationale pour la Recherche AsGa Arséniure de gallium AWG Arbitrary Waveform Generator AWGN Additive White Gaussian Noise B BAW Bulk Acoustic Wave BBAG Bruit Blanc Additif Gaussien BdB Bande de Base BER Bit Error Rate BG Band-Group BILBAO Borne d' Infrastructure Large Bande avec Accès Optique BP Bande-passante BPF Band Pass Filter BPM Bi-Phase Modulation BPSK Binary Phase Shift Keying C C Capacité CDMA Code Division Multiple Access CEPT Conférence Européenne des administrations des Postes et des Télécommunications CG Common Gate CIR Canal Impulse Response CMOS Complementary Metal Oxide Semiconductor CPW Coplanar Waveguides CS Common Source CW Continuous Wave D DAA Data Access Arrangement DAB Digital Audio Broadcasting DEL Diode Electro-Luminescente DFB Distributed Feed Back DoD Department of Defense DMT Discrete MuliTone DS-CDMA Direct Sequence-CDMA DS-UWB Direct Sequence-UWB DSL Digital Subscriber Line DSP Densité Spectrale de Puissance DSP2 Digital Signal Processor DVB Digital Video Broadcasting DVD Digital Versatile Disc E ECC Electronic Communications Committee ECMA European Computer Manufacturers Association EIRP Equivalent Isotropically Radiated Power EM Electro-Magnétique E / O Electrique / Optique ESA Series Economy Spectrum Analysers ETSI European Telecommunications Standards Institute EVM Error Vector Magnitude F F noise Factor FB Fractional Bandwidth FC Facteur de Crête FCC Federal Communication Commission FDM Frequency Division Multiplexing FET Field-Effect Transistors FFT Fast Fourier Transform FH Frequency Hopping FTTH Fiber To The Home G GI Guard Interval GPR Ground Penetrating Radar GSM Global System for Mobile communications GPS Global Positioning System H HIPERLAN HIgh PErformance Radio Local Area Network HTB Heterojunction Bipolar Transistor I ICTSC Information and Communication Technology Sub-Council IDA Infocomm Development Authority of Singapore IDFT Inverse Discret Fourier Transform IES Interférences Entre Symboles IFFT Inverse Fast Fourier Transform IP3 Third Order Intercept Point IIP3 Input Third Order Intercept Point IMn Produit d' Inter-Modulation d' ordre n IPn Point d' Interception d' ordre n I / Q In-phase / Quadrature IR Impulse Radio IR-UWB Impulse Radio-UWB ISI Inter-Symbol Interference ISIS InfraStructures for broadband access in wireless / photonics and Integration of Strengths ) . ISM Industriel , Scientifique et Médical L L Light L2 Inductance LBR Largeur de Bande Relative LDC Low Duty Cycle LNA Low Noise Amplifier LO Local Oscillator LOS Line of Sight LPF Low Pass Filter M MAC Medium Access Control MBOA-SIG MultiBand OFDM Allinace-Special Interest Group MB-OOK Multi-Band On Off Keying MB-OFDM Multi-Band-Orthogonal Frequency Division Multiplexing MC-CDMA Multi-Carrier-CDMA MIMO Multiple Input Multiple Output MIC Ministry of Internal Affairs and Communications MIM Metal Insulator Metal MU Multi-Utilisateurs MZ Mach & 226;& 128;& 147; Zehnder MZM Mach & 226;& 128;& 147; Zehnder Modulator N N / A Numérique / Analogique NF Noise Figure NTIA National Telecommunications and Information Administration O O / E Optique / Electrique OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing OIP3 Output Third Order Intercept Point OL Oscillateur Local OOK On Off Keying ONT Optical Network Terminal OPM Orthogonal Pulse Modulation P PA Power Amplifier PAM Pulse Amplitude Modulation PAN Personal Area Network PAPR Peak-to-Average Power Ratio PB Passe Bande PD Photo-Détecteur PHY Couche PHYsique PIRE Puissance Isotrope Rayonnée Equivalente PM Phase Modulation PMEPR Peak-to-Mean Envelope Power Ratio PNC PicoNet Coordinator PPM Pulse Position Modulation PRF Pulse Repetition Frequency PSK Phase Shift Keying Q QAM Quadrature Amplitude Modulation QPSK Quadrature Phase-Shift Phase-Shift Keying R RBW Resolution Bandwidth RF Radio Fréquence RIN Relative Intensity Noise RLAN Radio Local Area Network RMS Root Mean Square RNRT Réseau National de Recherche en Télécommunications RoF Radio-over-Fiber RSC Radio Spectrum Committee S SAW Surface Acoustic Wave SB Sous-Bande Si Silicium SiGe Silicium Germanium SIR Signal Interferer Ratio SK Spectral Keying SNR Signal to Noise Ratio SMF Single Mode Fiber SsBd Sous-Bandes T TDD Time Division Duplex TF Transformée de Fourier TFC Time Frequency Code TFD Transformée de Fourier Discrete THC Time Hopping Code TIA TransImpedance Amplifier TNT Télévision Numérique Terrestre U UE Union Européenne UFZ UWB Friendly Zone UIT Union Internationale des Télécommunications ULB Ultra Large Bande UMTS Universal Mobile Telecommunications System USA Etats-Unis d' Amérique d' Amérique USB Universal Serial Bus UWB Ultra Wide Band UWBoF UWB over Fiber V VBW Video BandWidth VCO Voltage Control Oscillator VGA Variable Gain Amplifier W WiFi Wireless Fidelity WiMax Worldwide Interoperability for Microwave Access WLAN Wireless Local Area Network WPAN Wireless Personal Area Network Introduction générale Ah ... Je ne sais pas . Il faut lire . C' est écrit dans la norme . E . Kovanov Introduction générale L' engouement grandissant des consommateurs pour les systèmes de communication Radio-Fréquence ( RF ) sans fil nécessite l' émergence continuelle de nouveaux protocoles et systèmes de transmission . Connus depuis de nombreuses années mais inexploités dans le domaine des communications , les systèmes Ultra Large Bande ( ULB ) ou encore UWB ( Ultra Wide Band ) font aujourd'hui l' objet d' intenses activités de recherche . Conforté par l' ouverture en 2002 de son utilisation sans licence dans la bande de fréquence initialement comprise entre 3 , 1 et 10 , 6 GHz avec une PIRE ( Isotrope Rayonnée Equivalente ) maximum de - 41 , 3 dBm / MHz , l' ULB doit répondre à un cahier des charges rigoureux , et faire appel à des architectures innovantes encore mal maîtrisées . Puissance , linéarité , portée , taille , débit , etc. , sont autant de paramètres critiques et problématiques dont l' étude et l' optimisation deviennent indispensables . Ces nombreux problèmes qui viennent en particulier de l' extrême faiblesse des puissances considérées , nous amènent à étudier de nouveaux supports de communication tels que la fibre optique . Le domaine optique permettrait , d' une part , la déportation du signal ULB afin d' accroître les distances de transmission , et d' autre part , d' envisager des fonctions de traitement du signal directement réalisées dans le domaine optique afin d' en exploiter la très grande largeur de bande . Par exemple , la transposition fréquentielle haute fréquence ainsi que le filtrage par voie optique peuvent présenter un grand intérêt pour ces systèmes hybrides optiques ULB . Ce travail de thèse s' est , en partie , inscrit dans les thématiques du projet BILBAO ( Bornes d' Infrastructures Large Bande avec Accès Optique ) du Réseau National pour la Recherche en Télécommunications . Ce projet vise notamment à démontrer la faisabilité d' un lien radio sur fibres , dédié à la distribution de signaux ULB dans un réseau . Ce travail s' est également impliqué dans le cadre du projet ISIS ( Network of Excellence on InfraStructures for broadband access in wireless / photonics and Integration of Strengths ) . Le projet ISIS s' oriente sur les applications aux communications micro-ondes et optiques Larges Bandes , en particulier pour les systèmes optoélectroniques . Une présentaiton plus approfondie de ces deux projets est faite en annexe 1 . Ce travail de thèse a été motivé par de nombreuses interrogations liées à l' émergence récente de l' ULB pour la transmission de données très haut débit . Nous considérerons deux techniques de communication qui utilisent toutes deux une approche fréquentielle de type multi-bandes : La première méthode , appelée MB-OFDM ( Multi-Band-Orthogonal Frequency Division Multiplexing ) s' articule autour de signaux OFDM et emploie une technique de sauts de fréquence FH ( Frequency Hopping ) entre les sous-bandes . La seconde méthode de type MB-OOK ( Multi-Band-On Off Keying ) adopte une technique originale qui combine une approche impulsionnelle additionnée à une modulation OOK . Parce que ces deux systèmes ne sont pas sensibles aux mêmes perturbations , et parce qu' ils n' adoptent pas la même conception , nous mènerons des études sur des axes séparés . Les recherches porteront sur l' influence des non-linéarités des amplificateurs faible bruit LNA ( Low Noise Amplifier ) dans la chaîne de réception RF des systèmes MB-OFDM . Nous étudierons également l' influence de divers liens optiques utilisés pour la réalisation de la partie radio sur fibres RoF ( Radio over Fiber ) . Nous nous pencherons enfin sur les problèmes de filtrage dans les systèmes MB-OOK , qui ne sont pas , à l' heure actuelle , sans causer de problèmes . Les systèmes ULB nécessitent en effet de repenser tout ce qui est lié à l' aspect large bande du signal , en particulier les problèmes de filtrage , d' amplification et d' adaptation . La qualité de conception de ces éléments , ainsi que leur fiabilité occupent un rôle prépondérant sur les performances globales du système . Leur conception nécessite de nombreux compromis . Il devient alors indispensable d' évaluer leur impact sur la globalité de la chaîne de transmission . Après avoir étudié l' aspect néfaste que peuvent engendrer les non-linéarités sur la qualité de transmission , nous chercherons à en tirer profit en étudiant la transposition fréquentielle par voie optique . Cette technique est basée sur la génération de produits d' intermodulation liés aux non-linéarités des composants otpoélectroniques . Elle devient particulièrement intéressante pour le développement des systèmes ULB qui sont localisés dans la bande des 60 GHz . L' émergence de nouvelles applications ULB dans cette bande de fréquence provient des nombreuses restrictions qui sont apparues dans la bande comprise entre 3 , 1 et 10 , 6 GHz . La bande des 60 GHz présente en effet l' avantage d' être encore libre d' utilisation et moins restrictive que celle actuellement considérée . Contrairement aux mélangeurs purement RF encore largement problèmatiques pour les fréquences millimétriques , les transducteurs électrique / optique permettent de réaliser facilement la transposition de fréquence . Ils bénéficient également de la très large bande-passante de la fibre optique . Ce travail de thèse , pluridisciplinaire , s' inscrit à la fois dans le domaine des communications Radio-Fréquence mais également dans celui de l' optoélectronique . Nous présentons dans la suite de cette introduction les notions essentielles à la compréhension de ce travail de thèse . CHAPITRE I - CONTEXTE ET SITUATION ACTUELLE DES SYSTEMES ULB Le premier chapitre sera consacré dans son ensemble , à l' état de l' art des systèmes ULB . Au travers de son historique , nous d' écrirons ses principaux domaines d' applications ainsi qu' une liste non exhaustive des systèmes ULB rencontrés . Nous nous attarderons à développer les principales caractéristiques de chacun de ces points . Les systèmes ULB étant , définis sur une très large bande de fréquence , l' une de leurs particularités réside dans des Densités Spectrales de Puissance ( DSP ) d' émission tolérées extrêmement faibles . Depuis son introduction en 2002 , cette définition a été profondément remaniée par les différents organismes de régulation . Depuis , de nouvelles restrictions sont venues se greffer , en particulier pour l' Union Européenne ( UE ) . Nous verrons également que deux techniques de modulations ont été mises en rivalité durant sa phase d' émancipation : les solutions ULB impulsionnelles et multi-bandes . Les faibles puissances allouées aux systèmes ULB limitant considérablement les distances d' émission , ceci nous amènera à montrer l' intérêt pour les nouvelles techniques de supports de communication RoF . CHAPITRE II - SYSTEMES DE MODULATION ULB MB-OFDM et MB-OOK ETUDIES Ce chapitre sera dédié à la description du principe de fonctionnement ainsi que des principales propriétés des deux techniques de transmission employées . Dans une première partie , nous décrirons les systèmes de type MB-OFDM , qui adoptent les propriétés des transmissions multi-porteuses . Nous décrirons notamment la technique de sauts de fréquence propre aux modulations MB-OFDM . Nous traiterons dans une seconde partie de la modulation MB-OOK , basée sur une approche à la fois multi-bandes et impulsionnelle . Nous clôturerons ce chapitre par une brève description des outils de simulation qui ont été utilisés pour mener à bien ce travail . CHAPITRE III - APPLICATIONS RADIO-FREQUENCES : PROBLEMES DE NON-LINEARITE DANS LES SYSTEMES MB-OFDM . PROBLEME DE FILTRAGE DANS LES SYSTEMES MB-OOK Dans un premier temps , nous présenterons le protocole de mise en oeuvre des modèles de simulation employé . Bien que développé dans le domaine RF pour les amplificateurs faible bruit , le procédé sera repris ultérieurement et d' une manière quasi-similaire dans le domaine optique . Nous l' utiliserons pour la modélisation comportementale des différents types de modulation optique étudiés . Il s' agit de modèles à la fois théoriques , mais également comportementaux réalisés à l' aide de mesures expérimentales . Dans une seconde partie , nous étudierons l' impact des non-linéarités de l' interface RF dans les systèmes MB-OFDM . En effet , les signaux OFDM , et à plus forte raison ULB MB-OFDM , sont particulièrement sensibles aux non-linéarités des composants de la chaîne de transmission . Les éléments principalement mis en cause sont les amplificateurs , qu' ils soient de puissance PA ( Power Amplifier ) pour le transmetteur , ou faible bruit LNA ( Low Noise Amplifier ) pour le récepteur . Le LNA reste sans doute un des éléments le plus critique du début de la chaîne de réception . Il doit être en mesure d' amplifier au maximum le signal reçu qui est à la réception très bruité et fortement atténué par le canal de propagation . Il doit être réalisé de manière à minimiser les distorsions préjudiciables , sans additionner trop de bruit . Nous verrons également que les problèmes de non-linéarités sont d' autant plus critiques lorsque d' autres utilisateurs émettent dans les canaux adjacents dans le cadre des transmissions au sein d' un réseau de communications . Enfin , nous nous attarderons sur l' étude de l' impact du filtrage des bancs de filtres du démultiplexeur . Ils sont utilisés pour la modulation de type MB-OOK et constituent un élément prédominant dans ce type de système . Ce banc de filtre est employé à trois reprises et peut , suivant son orientation , faire office de multiplexeur ou de démultiplexeur . La qualité du filtrage est la clef de l' efficacité de transmission d' un tel système . Il devient alors indispensable de déterminer les contraintes minimales à apporter , notamment en ce qui concerne la définition des gabarits et les types de filtres à employer . CHAPITRE IV - APPLICATION OPTIQUE : DISTRIBUTION ET TRAITEMENT DE SIGNAUX ULB PAR VOIE OPTIQUE Les systèmes ULB RF pour les communications sans fil montrent rapidement leurs limites , notamment en terme de portée d' émission . Les puissances envisagées sont en effet trop faibles pour espérer atteindre des distances de transmission importantes ( > 10 - 20 m ) . Les systèmes RoF apparaissent alors comme une solution envisageable pour déporter les accès RF ULB . Il est vrai que les composants optoélectroniques présentent de nombreux atouts , comme la largeur de bande , la faible atténuation de la fibre , la protection aux interférences électromagnétiques . Les systèmes RoF nous offrent également la possibilité de concevoir des réseaux de communication complexes . Dans une première partie de chapitre , le protocole de modélisation développé au chapitre 3 dans le cadre d' amplificateurs RF LNA , nous permettra par transposition d' étudier plusieurs configurations de liens optiques avec modulation directe ou externe . Le domaine de l' optique ouvre aussi la voie à de nouvelles applications , comme par exemple la conversion de fréquence que nous développerons dans une seconde partie . La transposition fréquentielle de signaux ULB dans la bande des 60 GHz encore libre d' utilisation est en effet de plus en plus envisagée . CONCLUSION ET PERSPECTIVES Nous terminerons ce mémoire de thèse en concluant le travail qui a été présenté . Nous donnerons également quelques pistes d' évolutions et de poursuites à donner à cette étude . CHAPITRE I CONTEXTE ET SITUATION ACTUELLE DES SYSTEMES ULB 1 Introduction Face à la demande permanente pour le « tout sans fil » , le monde des radiocommunications doit répondre continuellement à l' attente des consommateurs en augmentant sans cesse les débits de transmission [ Pez 03 ] . Connus depuis le début du 20ème siècle , les signaux large bande ont été pendant longtemps dédiés aux applications militaires radar . Ce fut le cas notamment à cause de nombreuses difficultés de conception et d' implantation dues à des technologies et un savoir faire encore immature et onéreux . Ce n' est que dans les années 1980 , alors que les technologies devinrent plus performantes et propices à leur emploi , qu' un regain d' intérêt revint auprès des industriels . L' importance de l' étalement fréquentiel confère en effet aux systèmes larges bandes et d' autant plus pour les systèmes ultra large bande , des caractéristiques uniques . Nous pouvons ainsi citer à titre d' exemple , un fort pouvoir de résolution ou encore la robustesse aux perturbations du canal radio . Ces caractéristiques sont idéales pour les systèmes de localisation ou de communication radio à haut débit et à courte portée . Il faut attendre l' année 2002 et le coup d' envoi des autorités de régulation américaines pour obtenir l' autorisation d' émettre dans une bande fréquentielle de largeur 7 , 5 GHz . Comprise entre 3 , 1 et 10 , 6 GHz , la Densité Spectrale de Puissance ( DSP ) du signal est extrêmement faible et inférieure à - 41 , 3 dBm / MHz . Depuis cette date , de grandes divergences sont apparues suivant les différentes autorités de régulation , notamment en ce qui concerne la définition des plages de fréquence . De plus , nous assistons à l' émergence de nouvelles applications dans la bande de fréquence aux alentours des 60 GHz encore libre d' utilisation . Les très faibles puissances d' émission et distances de communication ont conduit à de nouvelles approches de transmission telles que la radio sur fibre . Cette technique lie le domaine de la radiofréquence à celui de l' optique et ouvre la voie à de grandes potentialités , tout en gardant à l' esprit l' aspect faible coût de conception . Nous pouvons ainsi citer la conception de réseaux de communication , l' augmentation considérable des distances de transmission et la transposition fréquentielle pour les futures applications à 60 GHz . Les technologies ultra large bande offrent une approche résolument nouvelle et différente de toutes celles connues jusqu'alors . Elles nécessitent un travail considérable pour repenser entièrement les systèmes d' émission et de réception actuels qui ne présentent pas les performances requises nécessaires et suffisantes . Il devient également indispensable d' aborder d' un oeil nouveau l' ensemble des problèmes jusque là inconnus en radiofréquence , que ce soit en terme d' énergie , d' occupation spectrale en fréquence , de débit ou de distance d' émission , le tout motivé par un souci de réaliser des systèmes bas coût . Ce premier chapitre a pour principale vocation de placer le lecteur dans le contexte actuel des systèmes de communication ULB . 1.1 Définition d' un signal ULB L' appellation Ultra Large Bande ( ULB ) vient de la traduction du terme anglo-saxons Ultra Wide Band ( UWB ) qui est un terme générique désignant les systèmes qui transmettent et reçoivent des ondes dont la Largeur de Bande Relative ( LBR ) ou Fractional Banwidth ( FB ) est supérieure ou égale à 0 , 25 [ Tay 95 ] . La LBR à - 3 dB est définie suivant l' équation : avec , ( I.1 ) Où : fC est la fréquence centrale du signal transmis , fH et fL sont respectivement la fréquence de coupure supérieure et inférieure à - 3 dB de la bande-passante ( BP ) . La commition fédérale de communication FCC ( Federal Communication Commission ) des Etats-Unis a étendu cette définition en incluant les signaux dont la LBR à - 10 dB est supérieure à 20 % ou présentant une bande de fréquence supérieure à 500 MHz [ FCC02 ] . Une illustration est apportée par la figure I . 1 . Figure I.1 : DSP pour un système ULB et un système à bande étroite . Le terme ULB regroupe tout un ensemble de protocoles de communication différents . Il comprend à la fois des systèmes de type impulsionnel , sans porteuse , en bande de base , à porteuses orthogonales et d' autres encore [ Bar 00 ] . L' ULB définit un signal de largeur de bande comprise entre 500 MHz et plusieurs GHz sur un spectre en fréquence qui s' étale de 3 , 1 à 10 , 6 GHz d' après la définition de la FCC . 1.2 Historique et généralités sur les systèmes ULB . Depuis son origine , l' homme a cherché à communiquer . Il a dû s' adapter en élaborant des techniques de plus en plus originales et complexes afin de répondre à ses besoins . L' histoire des radiocommunications n' est en regard que très récente puisqu' elle ne commence qu' au début du 20ème siècle , où elle a rapidement été dynamisée par les intérêts stratégiques des applications militaires dans les conflits majeurs [ Mon 95 ] . Il faut attendre 1952 avec les travaux de Pierce et Hopper [ Hop 52 ] pour assister aux prémices des communications pulsées . En effet , les radiocommunications ont été , et sont encore très souvent basées sur la modulation d' une porteuse sinusoïdale à bande étroite . Initialement réservées aux militaires dans les applications radars , de nombreuses informations sur les systèmes impulsionnels sont rendues public par H . F . Harmuth [ Har 69 ] dès 1960 . Bien que les systèmes pulsés présentent de nombreuses particularités très intéressantes en raison de la nature large bande des signaux , leurs développements ont été néanmoins limités et longtemps retardés en raison du besoin d' un fort pouvoir de résolution temporelle et d' une électronique très rapide . A ce titre , G . F . Ross [ Ros 73 ] dépose en 1973 le premier brevet pour un système de communication impulsionnelle inférieure à la nanoseconde . Une étude complète dans ce domaine sera présentée en 1978 [ Ben 78 ] . Il s' en suivra un grand nombre de travaux et publications . En 1989 , le terme d' Ultra Wide Bande est introduit par le département Américain de la défense DoD ( Department of Defence ) . Les Etats-Unis utilisent principalement les signaux ULB pour des applications radar et non à des fins de radiocommunications [ Fow 90 ] . La recherche pour les communications a été plus tardive , puisqu' elle débute dans les années 90 [ Sch 93 ] . Il faudra attendre 1997 [ Sch 97 ] pour que le terme d' ULB soit repris dans le titre d' une publication consacrée aux systèmes radios pulsés IR ( Impulse Radio ) . Ces travaux mettent à profit les principales caractéristiques des systèmes ULB qui sont : une résolution temporelle de l' ordre de la nanoseconde , la possibilité d' avoir de faibles rapports cycliques permettant des modulations de type « saut de fréquence » FH ( Frequency Hopping ) , la gestion de Multi-Utilisateurs ( MU ) , la multiplicité des techniques de modulation envisageables ( impulsionnelles , sans porteuse , signaux orthogonaux , ... ) . En 1998 , la FCC lance une étude sur la possibilité d' utiliser les systèmes ULB [ Doc 98 ] et reconnaît en 2000 les nombreux avantages que pourraient avoir les systèmes larges bandes [ FCC00 ] . En réponse , de nombreux industriels , partenaires et milieux de la recherche commencent à s' y intéresser de plus en plus . Ils incitent par ailleurs le gouvernement américain à prendre des mesures de réglementation , en particulier à statuer sur l' autorisation pour émettre sans licence . En effet , jusqu'en 2002 , aucun texte de réglementation ne traite le cas de l' ULB . Seule la partie 15 des lois de la FCC relative aux émissions involontaires des systèmes commerciaux fonctionnant sans licence [ Par 15 ] [ FCC98 ] définie une DSP inférieure à - 41 , 3 dBm / MHz . Cette DSP correspond à une puissance de champ rayonnée de 500 µW / m . Elle est obtenue dans une bande fréquentielle de 1 MHz à 3 mètres de distance par rapport à l' antenne d' émission . Il faut attendre février 2002 [ FCC02 ] pour que la FCC se prononce sur la définition des systèmes communicants ULB sans fil aux Etats-Unis , en définissant un masque limitant la Puissance Isotrope Rayonnée Equivalente ( PIRE ) ainsi que les bandes fréquentielles allouées . Cette définition impose alors une DSP de - 41 , 3 dBm / MHz sur une plage de fréquences comprises entre 3 , 1 et 10 , 6 GHz . Ces contraintes sont érigées pour limiter les interférences susceptibles d' être provoquées sur les systèmes de communications actuellement mis en place , mais également ceux à venir . En revanche , la FCC ne statue pas sur le type de modulation à employer . C' est pourquoi dès 2003 nous voyons émerger la proposition d' un standard nommé IEEE 802 . 15.3a . Cette proposition met en rivalité deux types de modulation : la première est soutenue par Motorola et XtremeSpectrum [ Xtr 03 ] , elle utilise les techniques de type impulsionnel appelées Accès Multiples par Répartition en Code ( AMRC ) , qui sont également connues sous le nom de Code Division Multiple Access ( CDMA ) . La seconde emploie une modulation de type Multi-Bandes ( MB ) à porteuses orthogonales Multi-Band-Orthogonal Frequency Division Multiplexing ( MB-OFDM ) . Elle est portée par l' alliance MultiBand OFDM Allinace-Special Interest Group ( MBOA-SIG ) [ MBO04 ] . La proposition IEEE 802 . 15.3a sera finalement reprise et adoptée par l' European Computer Manufacturers Association ( ECMA ) en 2005 [ ECM05 ] . Les systèmes de type MB-OFDM seront finalement préconisés . Les systèmes ULB présentent aujourd'hui un large potentiel dans de nombreux domaines d' application , que ce soit dans l' imagerie , la détection ou pour les transmissions de données . Les contraintes de puissance ainsi que les faibles distances de communication restent néanmoins problématiques . Les systèmes hybrides radio-sur-fibre RoF ( Radio-over-Fiber ) [ BILB 1 / 2 / 3 / 4 ] [ UROOF ] suscitent à ce titre un grand intérêt pour assurer le transport de signaux ULB de manière transparente . Ils utilisent en particulier les propriétés de la fibre optique : large bande , faible atténuation , résistance aux perturbations Electro-Magnétique ( EM ) . Bien qu' ils soient très récents ( début des années 1990 ) au regard des communications RF , les liens optiques pour les communications de type RoF présentent de nombreux avantages . Nous pouvons ainsi citer : l' accroissement des distances de transmission , l' utilisation de composants à très larges bandes passante , les faibles coûts d' exploitation , une grande souplesse d' utilisation [ Raw 02 ] [ Wak 04 ] qui sont autant de raisons expliquant l' émergence grandissante des études sur les liens optiques radio ULB sur fibre appelés UWB over Fiber ( UWBoF ) ces trois dernières années . Depuis sa définition en 2002 par la FCC , le gabarit du masque d' émission n' a cessé d' évoluer en particulier pour le marché européen . De profondes modifications sont apparues et certaines restrictions sont encore à venir . De nos jours , alors que pratiquement aucun système ULB n' est exploité de manière industrielle , de nouvelles applications dans la bande des 60 GHz tendent à émerger [ Guo 07 ] [ Yeo 05 ] . Domaines d' application des technologies ULB Destinée à l' origine pour des applications militaires , la technologie ULB présente aujourd'hui un formidable potentiel tant les domaines d' application envisageables sont étendus . Nous regroupons ses applications dans trois grandes familles dont voici quelques exemples actuels et potentiels . Systèmes d' imagerie radar [ Imb 99 ] : les signaux ULB pulsés présentent des propriétés de forte pénétration . Ils peuvent pénétrer dans les sols et les murs , mais également les traverser pour permettre la détection et l' imagerie d' éléments présents . De plus , la brièveté des signaux ULB impulsionnels est extrêmement riche en informations . Les signaux ULB possèdent d' une part , un fort contenu spectral permettant la mesure de distances avec précision . Ils permettent , d' autre part , d' obtenir des résultats sur toute la bande de fréquence allouée à partir d' une mesure unique . Ses domaines d' application sont : La localisation et la détection de mouvements : pour les services de sécurité , de sauvetage et d' incendie dans des applications telles que la détection et la recherche d' individu . L' imagerie par radar à pénétration du sol GPR ( Ground Penetrating Radar ) : pour la détection de gisements minéraux , canalisations , mines , sites archéologiques , analyse de structures d' édifices tels que les ponts et autres voies de communication . Les applications médicales : pour l' imagerie des organes internes d' un être vivant . Systèmes radars détection et contrôle : cette catégorie comprend de nombreuses applications dans les domaines qui gravitent autour de la métrologie , des capteurs et des relevés d' information pour des utilisations externes ou en mouvements . Radars automobiles pour les systèmes anti-collisions , capteur d' activation des coussins gonflables , détection de l' état et du relief de la route , etc . Diverses autres applications de métrologie , comme les systèmes d' étiquetage , les détecteurs et capteurs de niveau de liquide , les systèmes de surveillance , les systèmes de localisation et de remplacement des connexions câblées à haut débit de données sur de courtes distances . Systèmes de communication : Cette catégorie comprend deux grandes familles d' applications . La première est dite de bas débit , avec le groupe de travail IEEE 802 . 15.4a [ Hét 05 ] sur les réseaux ad hoc ( débits jusqu'à 1 Mbit / s ) . La seconde , de haut débit , commence initialement avec le groupe de travail IEEE 802 . 15.3a , qui a été par la suite dissoute et dont les travaux ont été repris par l' ECMA [ ECM05 ] pour les réseaux personnels ( débits > 53 Mbit / s ) avec une faible distance de couverture ( < 20 m ) . Nous trouvons alors les réseaux personnels sans fil WLAN ( Wireless Local Area Network ) et les systèmes de mesure . Il est prévu une utilisation massive de ces dispositifs dans les domaines suivants : Réseaux de communication sans fil haut débit , courte portée et bon marché . Pour des applications domestiques personnel de type PAN ( Personal Area Network ) permettant aux téléviseurs , lecteurs DVD ( Digital Versatile Disc ) , chaînes stéréo , ordinateurs , imprimantes , etc. , de communiquer entre eux sans liaison filaire . Ou bien encore , dans le cas d' applications industrielles où les liaisons ULB pourraient aisément remplacer les connexions entre instruments de mesure , machines-outils , ... Systèmes de communication sécurisés pour le transfert de données nécessitant une faible probabilité d' interception et de détection . La figure I.2 permet de positionner les systèmes ULB parmi les protocoles de communication déjà existants . La figure I. 2a illustre la mobilité des systèmes en fonction de leur débit . La figure I. 2b positionne les différents protocoles suivant les débits en fonction des distances d' émission . ( a ) ( b ) Figure I.2 : Positionnement des systèmes ULB par rapport aux systèmes existants en terme de débit et de mobilité ( a ) , en terme de débit et de portée ( b ) . Les systèmes ULB ont un fort potentiel d' application aussi bien dans les communications mobiles que statiques ( figure I. 2a ) . Les débits peuvent être considérables ( figure I. 2a et I. 2b ) et atteindre 1 Gbit / s . Pour les communications haut débit , les distances de transmission sont en revanche très limitées ( < 20 m ) . Le cas plus spécifique des systèmes bas débit ne sera pas abordé dans ce travail de thèse . 1.3 Préoccupations à l' introduction des systèmes ULB L' introduction commerciale des systèmes de radiocommunication ULB , suscite de nombreuses préoccupations liées aux aspects suivants : Occupation du spectre fréquentiel : elle nécessite de déterminer un spectre en fréquence et en puissance de manière à introduire les applications ULB sans causer de brouillage préjudiciable aux systèmes radio communicants déjà existants . Problèmes de répercussion globale : bien que les systèmes ULB fonctionnent avec de très faibles puissances , leur prolifération potentielle suscite de nombreuses interrogations . Elles concernent notamment l' influence qu' ils peuvent avoir sur le bruit de fond radioélectrique ainsi que sur les services de radiocommunications . Puissance crête : des restrictions apparaissent sur la puissance crête des signaux émis car ils sont également des sources de brouillage pour les autres systèmes . Les très faibles niveaux de puissance d' exploitation des systèmes ULB additionnés à des conditions d' utilisation extrêmes ( distances d' émission , environnement perturbé ) demandent des récepteurs avec des niveaux de sensibilité extrêmement faibles ( compris entre - 80 , 8 et - 70 , 4 dBm pour les systèmes MB-OFDM [ ECM05 ] ) . 2 Réglementation des communications ULB Nous dénombrons trois régions géographiques de normalisation en ce qui concerne les normes globales : les Etats-Unis d' Amérique ( USA ) , l' Union européenne ( UE ) et le Japon . Bien qu' il soit peu probable que l' harmonisation mondiale soit réalisable , l' inter-opérabilité permet d' adopter des règles identiques pour tous . La raison principale à ce manque d' harmonie est la compatibilité technologique ainsi que la protection des divers services déjà existants . « Des produits harmonisés profiteraient bien sûr au consommateur , toutefois nous pensons que les régulations aux Etats-Unis et en Europe présentent suffisamment de points communs pour que les fabricants souhaitent produire des équipements qui pourront être utilisés dans des régions différentes » . C' est en ces termes que Mona Lund , chargée de presse pour la commission européenne , confirme l' existence de divergences entre les restrictions techniques des grandes régions géographiques , où l' attribution des systèmes ULB reste provisoire en Asie . Alors que les USA ont été des précurseurs en la matière , de nombreuses restrictions sont entrées en considération par l' UE et l' Asie . Aussi , nous proposons de faire le point sur les législations dans ces trois régions géographiques . Nous considérons plus particulièrement les contraintes sur les DSP des masques d' émission qui permettent la cohabitation des systèmes RF . 2.1 Division spectrale pour l' ULB Aux Etats-Unis , la FCC spécifie comme étant « la partie 15 » [ Par 15 ] , les radiations maximales permises pour les composants électroniques . La partie 15 de la section 47 du code de la régulation FCC définit pour l' émission non intentionnelle des composants de classe A ( produits commerciaux , industriels ou marchés d' affaires ) , dont les signaux ont des fréquences supérieures à 960 MHz , une limite du champ électrique à 500 µ V / m pour une portée de 3 m . Cette régulation est orientée dans le but de limiter le bruit généré par les composants électroniques de manière à ce qu' ils n' interfèrent pas entre eux . Cette régulation a ensuite été étendue pour permettre la radiation intentionnelle dans le cadre d' applications radio de classe B ( application individuelle et résidentielle ( Home RF ) ) de faible distance ( quelques mètres ) . Elle limite également le champ électrique à une puissance de 500 µ V / m , dans une bande de fréquence de 1 MHz , pour des fréquences supérieures à 960 MHz . Cette nouvelle régulation diffère des précédentes de trois manières significatives : l' émission est intentionnelle et assimilable à du bruit , le niveau d' émission s' exprime par MHz , enfin la puissance de champ n' est pas limitée aux fréquences supérieures à 960 MHz . La limitation à 500 µ V / m à 3 m est équivalente à une PIRE de - 41 , 3 dBm / MHz . L' énergie totale rayonnée maximale est calculée en multipliant la valeur limite de PIRE par la largeur fréquentielle du signal considéré . A titre d' exemple , dans le cas d' une transmission de type MB-OFDM , la puissance moyenne transmise sur une largeur de bande de 528 MHz est limitée à - 9 , 25 dBm ou 118 , 78 µW , ce qui est très faible par rapport aux systèmes habituels qui peuvent dépasser le Watt . Nous comparons généralement cette puissance à la puissance lumineuse équivalente d' une chandelle qui est de 18 , 4 mW. Le rapport de puissance est considérable puisqu' il est 150 fois plus important . Des puissances d' émission aussi faibles et dédiées spécifiquement à la transmission de signaux , remettent profondément en cause les façons de penser jusqu'à présent établies . Elles nous amènent à étudier et redimensionner les systèmes d' une nouvelle manière . Les systèmes ULB ouvre une voie nouvelle et offre pour la première fois la possibilité de concevoir des systèmes sur une bande fréquentielle de plusieurs GHz . L' ampleur de la tâche s' avère d' autant plus important que les spécificités spectrales en fréquence et en puissance se trouvent en conflit avec les intérêts propres de chaque organisme de régulation . Aussi , chacun d' entre eux a défini un masque d' émission différent . Ils définissent également des méthodes de mesures à employer afin de les respecter . 2.2 Réglementation aux Etats-Unis Aux Etats-Unis , la FCC [ FCC98 ] fait office d' organisme de régulation de tout usage du spectre fréquentiel . Il est épaulé dans sa tâche par la National Telecommunications and Information Administration ( NTIA ) qui supervise l' usage du spectre pour le gouvernement fédéral . En février 2002 , la FCC publie dans un rapport intitulé « First Report and Order » [ FCC02 ] la réglementation des émissions ULB . A partir de cette date , l' émission de signaux ULB sans licence pour les systèmes de communication est autorisée pour des applications intra-muros ( indoor ) . Elle l' est également pour des liaisons mobiles point à point dans les applications extra-muros ( outdoor ) . En outre , aucune application ne peut être détournée de son développement original , ce qui interdit notamment l' usage de systèmes ULB pour la détection de personnes s' approchant d' un bâtiment . De la même manière , les applications extérieures ne doivent pas reposer sur une infrastructure fixe . La FCC définit un masque d' émission représenté sur la figure I . 3 . Il fixe les niveaux de puissance en fonction des bandes de fréquence . Une distinction est faite entre les applications intra et extra-muros , les puissances de réjection sont plus importantes pour la dernière . La DSP est de - 41 , 3 dBm / MHz pour la plage de fréquence allant de 3 , 1 à 10 , 6 GHz . Cela signifie que dans une bande de 1 MHz la puissance moyennée pour une durée inférieure à 1 ms ne doit pas excéder - 41 , 25 dBm soit 75 nW. Nous verrons dans la suite de ce chapitre les contraintes sur les puissances pics à ne pas dépasser . Figure I.3 : Maques d' émission intra et extra-muros des signaux ULB pour la réglementation nord américaine . Dans le cadre des applications de communication , l' émission de signaux ULB doit être uniquement dédiée à la transmission d' informations vers un récepteur associé . Une réponse du récepteur est nécessaire pour s' assurer que celui -ci est à portée de l' émetteur . 2.3 Réglementation en Asie Les principaux acteurs dans la régulation des systèmes ULB en Asie sont le Japon et Singapour . Dés février 2002 , les autorités singapouriennes de régulation Singapore Infocomm Development Authority ( IDA ) ont élaboré un comité de recherche nommé ULB Friendly Zone ( UFZ ) sur les activités ULB [ Por 03 ] . Il autorisait l' émission de signaux ULB pour une période expérimentale de 2 ans . Ces émissions étaient soumises au respect d' un masque illustré sur la figure I. 4a plus favorable ( 10 dB supérieur ) à celui de la FCC ( figure I.3 ) , et légèrement plus large puisqu' il était compris entre 2 , 2 et 10 , 6 GHz . L' émission se cantonne à la zone géographique de l' UFZ située au coeur du pôle de recherche et développement de Singapour . Cette action avait pour but d' étudier la coexistence des systèmes ULB avec les applications existantes , ainsi que d' utiliser ces expérimentations pour une réglementation ultérieure autorisant le déploiement de l' ULB à des fins commerciales . ( a ) ( b ) Figure I.4 : Evolution des maques d' émission des signaux ULB pour la réglementation singapourienne ( a ) et japonaise ( b ) De son coté , le groupe de travail japonais Information and Communication Technology Sub-Council ( ICTSC ) a présenté ses premières investigations sur l' introduction des technologies ULB en 2002 . Dans un premier temps , comme le montre la figure I. 4b , les niveaux de puissance considérés en 2003 étaient extrêmement faibles . Il faut attendre août 2005 pour que le ministère de l' intérieur et de la communication MIC ( Ministry of Internal affairs and Communications ) japonaise autorise l' émission de signaux ULB sans licence . Le 2 février 2006 , après consultation des autorités de régulation [ Sou 06 ] , un masque d' émission est finalement alloué à deux bandes de fréquence pour les communications intra-muros . La bande basse est comprise entre 3 , 4 et 4 , 8 GHz et impose d' utiliser des mécanismes d' atténuation de type détection et évitement de signaux DAA ( Data Access Arrangement ) à - 70 dBm / MHz . La bande haute comprise entre 7 , 25 à 10 , 25 GHz est en revanche moins contraignante ( pas de DAA ) . Dans les deux cas , les contraintes de puissances proposées sur l' EIRP sont similaires à celles de la FCC avec ? 41 , 25 dBm / MHz . 2.4 Réglementation en Europe Au sein de l' Union Internationale des Télécommunications ( UIT ) , les administrations européennes négocient les propositions de télécommunications sur une base nationale . Toutefois , dans la mesure où les intérêts nationaux convergent sur de nombreux points , les états européens ont choisi d' élaborer dès 1959 leurs positions techniques de manière conjointe . Ils définissent au sein de la Conférence Européenne des administrations des Postes et des Télécommunications ( CEPT ) les conditions d' utilisation des systèmes RF de manière à harmoniser la disponibilité et les conditions d' utilisation du spectre radioélectrique . Bien que les mesures prises , impliquent la consultation du Radio Spectrum Committee ( RSC ) , la CEPT reste détentrice des décisions finales concernant la réglementation du spectre en fréquence et contribue de manière certaine au renforcement de la position de l' UE dans le monde . En 1988 , le CEPT a créé l' European Telecommunications Standards Institute ( ETSI ) chargé de la normalisation et de la compatibilité électromagnétique des systèmes de radiocommunication . L' ETSI a repris dès 2002 , et de manière quasi identique , la proposition initiale de la FCC sur les conditions d' utilisation des systèmes ULB dans les réseaux locaux de type RLAN ( Radio Local Area Network ) comme l' illustre la figure I. 5a . Avec une plage fréquentielle comprise entre 3 , 1 à 10 , 6 GHz et une DSP de - 41 , 3 dBm / MHz , le masque d' émission proposé présentait des taux de réjection plus importants dans les bandes latérales . Pour les systèmes extra-muros , la limite d' émission était inférieure de 20 dB , la DSP devait ainsi respecter une valeur de - 61 , 25 dBm / MHz . ( a ) ( b ) ( c ) ( d ) Figure I.5 : Evolution des maques d' émission des signaux ULB pour la réglementation européenne : en 2003 ( a ) , première ( b ) proposition de 2005 , seconde ( c ) , en 2007 ( d ) . En 2005 , l' Electronic Communications Committee ( ECC ) de la CEPT publie un rapport [ CEP05 ] sur les conditions de protection des systèmes de communication radio au-dessous des 10 , 6 GHz . Cette étude s' est principalement basée sur une analyse théorique des données alors disponibles sur les caractéristiques techniques des systèmes ULB et des modèles de propagation . Il a été montré que pour avoir une protection suffisante ( en particulier pour les applications ULB pulsées ) , il est obligatoire de fixer une limite moyenne de puissance ainsi qu' une limite de puissance maximale . Ce rapport préconise également la nécessité d' augmenter la sensibilité de certains systèmes bande étroite . La conclusion générale fait état du fait que le masque d' émission ULB prescrit par la FCC ne garantit pas une protection suffisante vis-à-vis des autres systèmes de transmission . En réponse , la CEPT propose en octobre 2005 de nouveaux gabarits plus contraignants que ceux de 2002 , représentes sur la figure I. 5b . Ils protègent , avec des atténuations de près de 30 dB , les bandes centrées autour de 2 , 45 GHz ( allouées aux communications Industriel , Scientifique et Médical ( ISM ) ) , et 5 , 8 GHz ( Bluetooth , WiFi , etc. ) et n' autorisent les transmissions de signaux ULB que dans la bande comprise entre 6 et 9 GHz . Néanmoins , deux conditions permettant de limiter ces restrictions à - 41 , 3 dBm / MHz peuvent être mises en oeuvre dans la bande des 3 , 1 à 4 , 8 GHz : l' utilisation de mécanismes d' atténuation efficaces de type DAA , et d' un faible rapport cyclique LDC ( Low Duty Cycle ) . Ces mécanismes assurent la compatibilité avec les autres services opérant dans cette bande . Dans tous les cas , il est question que la bande de fréquence comprise entre 4 , 2 et 4 , 8 GHz reste libre d' utilisation uniquement jusqu'au 30 juin 2010 , date à partir de laquelle cette bande de fréquence sera supprimée . En Février 2006 , lors d' une réunion du groupe de travail de la CEPT , et après la prise en compte des demandes exprimées en réponse à la consultation publique , une nouvelle proposition illustrée sur la figure I. 5c a vu le jour [ CEP06 ] . Les plages fréquentielles allouées ont diminué pour être comprises entre 3 , 4 et 4 , 8 GHz et entre 6 et 8 , 5 GHz avec l' utilisation de systèmes de protection DAA jusqu'en 2010 . Il faut attendre février 2007 pour voir enfin se dessiner les traits du masque d' émission « définitif » , pour les communications ULB en Europe . Illustré sur la figure I. 5d , ce masque est très similaire à celui de 2005 . Alors que la bande de fréquence haute est identique , la bande basse est en revanche plus restreinte et sera totalement abrogée à l' horizon 2010 . Le masque d' émission pour l' UE a connu de profond remaniement depuis son ouverture en 2002 . La largeur des bandes allouées a particulièrement diminué . Contrairement à son homologue nord américain , l' EU est beaucoup plus prudente pour l' ouverture de son spectre en exigeant d' avantage en terme de mécanismes de sécurité ( DAA , LDC ... ) . 2.5 Communication ULB dans la bande de fréquence des 60 GHz Les technologies de fabrication des composants micro-électroniques et optiques ont considérablement évolué ces dix dernières années . Elles permettent aujourd'hui de concevoir des systèmes à très haute fréquence fonctionnant à plusieurs dizaines de GHz . Les nombreuses restrictions survenues au cours de ces quatre dernières années sur le spectre fréquentiel ULB pour le marché européen ont considérablement diminué la bande-passante utilisable . Ceci nous amène aujourd'hui à considérer la bande de fréquence autour des 60 GHz encore libre d' utilisation et commercialement moins restrictive [ Dan 05 ] [ Guo 07 ] [ Nik 07 ] . En effet , une largeur de bande de 9 GHz , comprise entre 57 et 66 GHz pour le marché européen , ainsi qu' une utilisation sans licence dans les secteurs industriels et individuels justifient un tel intérêt . Cette bande est disponible dans toutes les grandes zones géographiques du monde , avec une bande commune de 5 GHz pour les USA , l' UE , l' Amérique du Sud et l' Asie [ Guo 07 ] , et présente l' avantage considérable de ne pas entrer en conflit avec d' autres services existants . Ces caractéristiques sont d' autant plus favorables aux équipementiers qui peuvent alors normaliser l' ensemble des équipements à l' échelle mondiale , tout en diminuant les coûts de production grâce à l' augmentation des débits de production . Les bornes en fréquence des différents spectres autorisés par les organismes de régulation à travers le monde sont illustrées sur la figure I . 6 . Figure I.6 : Bornes des spectres autorisés dans la bande des 60 GHz suivant les organismes de régulation . Nous constatons que les bandes fréquentielles allouées pour les principales zones géographiques de régulation peuvent être largement supérieures aux 7 GHz actuellement définies par la FCC . Il en est de même pour les puissances qui sont définies dans le tableau I . 1 . Tableau I.1 : Puissances d' émissions tolérées dans la bande des 60 GHz . Nous remarquerons que les niveaux de puissance , quelque soit la région concernée , sont considérablement supérieurs . Les domaines d' application restent identiques à ceux détaillés pour le fonctionnement ULB dans la bande de fréquence comprise entre 3 , 1 et 10 , 6 GHz . L' ouverture d' une bande proche des 77 GHz nous permettrait également d' envisager des applications dans le domaine des radars mobiles , pour la détection de collisions , le contrôle automatique de vitesse ainsi que l' imagerie millimétrique pour des applications de sécurité . La bande des 60 GHz présente néanmoins certaines problématiques . Elle correspond notamment à un pic d' absorption atmosphérique , qui a pour conséquence de limiter considérablement les distances d' émission . Cette particularité reste néanmoins avantageuse dans le cas de transmissions sécurisées sur de courtes distances . D' autres problèmes liés à la conception même de tels systèmes apparaissent : qu' ils soient liés aux technologies [ Bro 03 ] [ Doa 05 ] [ Hey 07 ] [ Kim 03 ] , ou aux designs des différents éléments ( Amplificateur LNA et PA [ Mim 02 ] , LO [ Zel 00 ] , VCO [ Nis 02 ] , Mixers [ Ema 05 ] , [ Gun 05 ] , Front-end [ Doa 07 ] , ... ) de la chaîne de transmission . Toutes ces caractéristiques ne sont pas à l' heure actuelle sans poser de contraintes , bien au contraire . Elles amplifient l' ensemble des problèmes rencontrés dans la bande des 3 , 1 à 10 , 6 GHz , notamment dans le domaine de la RF . C' est pourquoi la tendance actuelle est de déporter la majorité des problèmes ( mixage , transposition , support de transmission , filtrage ) vers des solutions empruntée à l' optique , qui présentent par nature une très large bande-passante . 2.6 Bilan sur les masques d' émission des communications ULB Depuis son intronisation en 2002 par la FCC , le masque d' émission des systèmes radios communicants ULB n' a cessé d' évoluer au gré d' études , de compatibilités et autres impératifs économiques et géopolitiques . Avec une largeur de bande initiale de 7 , 5 GHz comprise entre 3 , 1 et 10 , 6 GHz , le spectre en fréquence n' a cessé de diminuer , où il finira en Europe avec une largeur de 2 , 5 GHz à l' horizon 2010 . En effet , contrairement aux Etats-Unis , l' Europe reste très prudente en ce qui concerne l' ouverture de son spectre . Elle réclame l' utilisation de protocoles de sécurité afin de protéger les systèmes déjà mis en place ( ou ceux à venir ) , situés dans les canaux adjacents . Dans tous les cas , la valeur de PIRE est limitée à - 41 , 3 dBm / MHz dans les bandes passantes autorisées pour l' EU et les USA . L' ensemble de ces spécificités fait qu' aujourd'hui les acteurs du marché se focalisent d' avantage sur des systèmes modulables ( systèmes multi-bandes ) susceptibles de s' adapter rapidement aux lois du marché , mais également à l' exportation . De plus , afin de retrouver un aspect très large bande ainsi que toutes les potentialités offertes par l' ULB , des études se déportent de plus en plus vers les applications à 60 GHz . Encore libre d' utilisation et sans restriction apparente , nous retrouvons la possibilité d' exploiter une bande fréquentielle d' une largeur totale de 7 GHz . 2.7 Panorama de cohabitation des systèmes existants La figure I.7 présente un nombre important de normes RF actuellement présentes dans le spectre en fréquence compris entre 1 et 2 , 5 GHz . Nous remarquerons que la définition de la FCC pour les systèmes ULB englobe également les systèmes WLAN fonctionnant à 5 GHz , ainsi que les systèmes connus sous le nom commercial WiMAX localisés à 3 , 5 GHz . Même si les niveaux de puissance d' émission ULB sont suffisamment faibles et ne semblent pas être perturbants pour de tels systèmes , l' inverse n' est en revanche pas vérifié . Figure I.7 : Panorama des systèmes existants autour de la bande ULB . La cohabitation de l' ensemble de ces protocoles de communication nécessite une grande rigueur dans le respect des masques d' émission . Cela nous permet ainsi de minimiser les interférences et perturbations susceptibles de se produire . 2.8 Bilan sur les règlementations des communications ULB Validés en 2002 aux Etats-Unis , les systèmes ULB présentent un marché potentiel énorme , notamment pour les communications RF sans fil à très hauts débits et faibles distances de communication . Sans droit de licence , ils viennent compléter une large gamme de systèmes et protocoles déjà existants . L' ULB offre pour la première fois la possibilité d' utiliser des systèmes très larges bandes comprises entre 3 , 1 et 10 , 6 GHz dans sa définition américaine . Les puissances de transmission sont extrêmement faibles et assimilables à du bruit , avec une PIRE de - 41 , 3 dBm / MHz . Le marché européen est beaucoup plus contraignant , que se soit en terme de protection des ses services de communications , que pour l' ouverture de son spectre . A ce titre , il faudra attendre le début du mois de décembre 2006 pour que la technologie ULB obtienne l' approbation du Radio Spectrum Committee ( RSC ) . Prélude à l' introduction de déclinaison commerciale , cette ratification doit encore être transformée en loi au niveau de la commission européenne . Les éventuelles restrictions apportées par le RSC n' ont pour le moment pas été dévoilées , et en dépit du fait que l' ULB ne soit pas encore officiellement lancé sur le marché , différents fabricants ont déjà annoncé la compatibilité de leurs produits . Particulièrement séduisante sur le papier , cette technologie suscite toutefois un certain nombre d' interrogations relatives aux interférences susceptibles d' être provoquées au niveau des réseaux de type GSM ( System for Mobile communications ) , GPS ( Global Positioning System ) , ou tous autres réseaux locaux de type WLAN IEEE 802.11a qui se situent dans la bande des 5 à 6 GHz . L' utilisation de procédures de détection et d' évitement des brouilleurs actuels et futurs semble dans l' avenir inévitable . Dans ce contexte d' évolutions permanentes et souvent contraires suivant les organismes de régulation , l' utilisation d' architectures modulables semble être une manne afin de pouvoir jongler avec les différentes instances de normalisation . Alors que les plages fréquentielles allouées aux systèmes ULB en Europe ont considérablement « fondu » et que les contraintes s' accumulent , tout un pan de la recherche penche vers la transposition des applications ULB dans la bande des 60 GHz . Actuellement libre d' utilisation et moins contraignante , une bande de 5 GHz peut être utilisée communément quelques soient les grandes zones de régulation . Le contrecoup d' une telle performance est : d' une part , l' accentuation de l' ensemble des problèmes rencontrés dans les systèmes ULB , compris entre 3 , 1 et 10 , 6 GHz , . D' autre part , il est nécessaire de trouver des topologies de systèmes RF et de réseaux de distribution d' émission / réception capables de supporter ces nouvelles contraintes . 3 Contraintes de puissance sur les systèmes ULB Les autorités de régulation ne spécifient pas seulement les bandes de fréquence ou même la PIRE , elles décrivent également les méthodes qui permettent de les mesurer [ Off 07 ] [ Agi 05 ] . Par exemple , les spécifications de la FCC pour les émissions ULB imposent que la valeur de PIRE ne puisse pas excéder - 41 , 3 dBm par largeur de bande de 1 MHz , dans une bande fréquentielle maximale comprise entre 3 , 1 et 10 , 6 GHz . Deux autres limites assurent également la régulation de la puissance rayonnée par les systèmes ULB : une contrainte sur la puissance moyenne , une autre sur la puissance pic qui permet de limiter les niveaux de puissance instantanée , provoqués par des rapports cycliques trop faibles . En effet , la régulation sur les puissances pics a été établie pour empêcher les dérives abusives qui pouvaient être faites : en ce qui concerne les fréquences de répétition pour les systèmes impulsionnels , mais également les niveaux de puissance maximale par Sous-Bande ( SB ) pour les systèmes multi-bandes MB . Paradoxalement , l' EU n' a pas émis de réserve en ce qui concerne ces systèmes . Il est donc théoriquement possible d' augmenter les niveaux de puissance maximale afin d' élever la puissance instantanée tout en conservant une puissance moyenne identique . Cela nous permet alors d' amplifier les puissances d' émission , et ainsi d' améliorer les distances de transmission . Par conséquent , pour réaliser une transmission de puissance adéquate , il convient de structurer au mieux la modulation du signal de sortie . Il est donc préférable que le signal soit le plus large possible , mais également que la composante de ligne de la DSP du signal transmis soit réduite au minimum ( le plus monotone possible ) . Ceci est d' autant plus nécessaire que les composants spectraux discrets constituent essentiellement de la puissance gaspillée qui participe à limiter la puissance transmise . Afin d' avoir une bonne compréhension des limites de puissance sur les signaux ULB , il est intéressant de rappeler les protocoles de mesures de puissance réalisés à partir d' un analyseur de spectre . Un schéma synoptique [ Agi 05 ] est donné sur la figure I . 8 . Des recommandations concernant la mesure de ces puissances moyennes et pics sont disponibles dans les documents [ FCC02 ] pour les Etats-Unis et [ ETS05 ] , [ Off 07 ] pour l' Europe . Figure I.8 : Schéma synoptique d' un analyseur de spectre pour la mesure des puissances moyennes et pics des signaux ULB . Le signal traité est initialement transposé autour d' une fréquence centrale fC pour laquelle la DSP est maximale . Une illustration est portée sur la figure I . 9 . Figure I.9 : Transposition de la DSP maximale autour de la fréquence porteuse fC . Après transposition , le signal est filtré par un filtre passe-bande de résolution RBW ( Resolution BandWidth ) . Il passe ensuite dans un détecteur d' enveloppe afin de mesurer et d' étudier les puissances moyenne et pic . 3.1 Puissance moyenne La FCC définit la puissance moyenne transmise comme étant la moyenne de la puissance mesurée dans une bande RBW de largeur 1 MHz . L' acquisition est réalisée à l' aide d' un détecteur de type RMS ( Root Mean Square ) vrai ( détection du niveau efficace vrai ) . Le temps de calcul de la puissance moyenne avec un temps d' intégration vidéo Tv doit être de 1 ms et peut être décrit suivant l' équation : , ( I.2 ) Où : x ( t ) est le signal d' entrée filtré par le filtre passe-bande de résolution RBW , centré autour de la fréquence f 0 . ? Tv ( t ) est la fenêtre temporelle de mesure . En faisant l' approximation que le filtre de type passe-bas est idéal et présente une résolution RBW , nous pouvons alors réécrire l' équation ( I.2 ) par l' intermédiaire de l' identité de Plancherel sous la forme : , ( I.3 ) Une autre simplification peut être introduite en supposant le rapport Tv comme étant très inférieur à la bande de résolution RBW de l' analyseur de spectre . Cela conduit à l' équation suivante : , ( I.4 ) L' ensemble des simplifications nous permet d' écrire la puissance mesurée selon l' équation suivante : , ( I.5 ) Nous constatons dans l' équation ( I.4 ) que P0 ( f 0 ) est également la DSP exprimée en dBm / MHz intégrée sur une bande fréquentielle de largeur RBW . 3.2 Puissance pic La puissance pic est définie comme étant la puissance intégrée dans une bande fréquentielle de largeur RBW comprise entre 1 MHz et 50 MHz , centrée sur la fréquence à laquelle le maximum de puissance est rayonné . La valeur limite envisagée par la FCC est de 0 dBm dans une bande de 50 MHz . Dans le cas de l' analyseur de spectre , il faut une fréquence vidéo VBW ( Video BandWidth ) supérieure à la bande de résolution ainsi qu' un détecteur de pics ( maximum-hold trace mode ) . D' un point de vue pratique , les analyseurs de spectre ne possèdent pas une bande de résolution aussi importante , c' est pour cette raison que la limite de puissance pic est également définie dans l' équation suivante : ( I.6 ) Où la bande de résolution RBW est comprise entre 1 et 50 MHz . Les restrictions sur les puissances pics ont été envisagées pour limiter les puissances instantanées rayonnées des deux principaux systèmes ULB ( impulsionnels et multi-bandes ) . Cas des systèmes impulsionnels : Dans les systèmes impulsionnels , la limite des puissances pics permet d' éviter des valeurs de fréquences de répétition des impulsions PRF ( Pulse Repetition Frequency ) trop faibles [ Dub 06 ] . En effet , à puissance moyenne constante , l' énergie ( et donc la puissance pic ) de chaque impulsion augmente lorsque la PRF diminue . L' utilisation d' algorithmes et de modèles de signaux proposés dans [ Ouv 05 ] permet de tracer la puissance pic PPic mesurée en fonction de la PRF . Il devient alors possible de déterminer le rapport cyclique maximum atteignable . La figure I.10 montre les résultats obtenus [ Ouv 05 ] . ( a ) ( b ) Figure I.10 : Puissances pics mesurées dans une bande de 3 MHz de résolution , de fréquence vidéo 50 MHz , avec codage d' étalement ( a ) et sans codage d' étalement ( b ) . La bande de résolution RBW mesurée dans [ Dub 06 ] est de 3 MHz , la limite PPic est alors de 20 * log 10 ( 3 / 50 ) = - 24 , 44 dBm . Les résultats obtenus dans [ Ouv 05 ] montrent que PPic diminue jusqu'à ce que PRF atteigne la résolution de la bande-passante . Une fois la résolution atteinte , deux solutions se présentent : dans le cas d' un signal où le spectre est étalé de manière aléatoire , la puissance pic stagne ( figure I.1 0a ) . Dans le cas d' un système sans codage d' étalement ( figure I.1 0b ) , elle remonte de manière symétrique . Contrairement à la régulation européenne qui impose dans sa dernière version une fréquence de répétition des impulsions supérieures à 1 MHz , les résultats précédents montrent que la fréquence de répétition autorisée par la FCC est de 400 kHz . De plus , la résolution de bande-passante qui est comprise entre 1 et 50 MHz est finalement très étroite par rapport aux 500 MHz de la définition générale des systèmes ULB . Cas des systèmes multi-bandes : Dans le cas des systèmes de type multi-bandes , une restriction sur les puissances pics , ou plus exactement sur les puissances maximales émises pour chacune des SB , a été instaurée par la FCC . Les industriels voulaient en effet que la possibilité de considérer chaque SB comme un utilisateur unique et distinct soit reconnue . Cela rendait possible l' augmentation considérable des puissances maximales pour chacune des SB , tout en respectant la contrainte de puissance moyenne de DSP ( - 41 , 3 dBm / MHz ) . Dans ce sens , aucune contrainte n' a pour l' instant été imposée par l' UE . Nous illustrons dans le domaine temporel sur la figure I.11 , l' utilisation d' un système où l' émission est continue sur une seule SB ( figure I.1 1a ) et un système multi-bandes à sauts de fréquence ( figure I.1 1b ) . ( a ) Système à émission continue sur une porteuse . ( b ) Système multi-bandes à sauts de fréquence . Figure I.11 : Schéma temporel d' occupation des bandes pour un système de transmission mono et multi-bandes . Dans une approche multi-bandes de type sauts de fréquence FH ( Hopping ) , la fréquence d' émission de chaque SB est égale à l' inverse du nombre de SB n . La différence entre les puissances moyennes de ces deux systèmes est alors donnée suivant l' équation : ( I.7 ) Dans ce cas , si nous considérons chaque SB comme un système indépendant , par rapport à un système mono-bande ( figure I.1 2a ) , la puissance pour chacun d' entre eux peut être augmentée d' un facteur n ( figure I.1 2b ) . ( a ) Système à émission continue ( b ) Système multi-bandes Figure I.12 : DSP pour une émissions mono ( a ) et multi ( b ) bandes . La conséquence directe d' une telle mesure était de détourner les restrictions imposées par la FCC en augmentant les puissances d' émission et donc les distances de transmission . Cette « usurpation » a rapidement été abandonnée par le biais des limitations de puissances pic sous les protestations des partisans des systèmes pulsionnels . Bien que les instances européennes n' aient pas pour l' heure suivi la limitation de puissance pic considérée par la FCC , nous en avons néanmoins tenu compte dans la suite de ce travail . La puissance moyenne d' émission PMoy sera donc calculée suivant l' équation ( I.8 ) . ( I.8 ) Où : BW est la largeur fréquentielle du signal émis , TxRatio sa période de répétition . L' ensemble de ces contraintes sur les puissances moyennes et pics sont à appliquer quelque soit le type de modulation envisagé . 4 Les différents types de modulation ULB Au cours du processus de sélection pour la standardisation des signaux ULB , deux grandes familles de formes d' ondes sont entrées en concurrence . Nous citerons d' une part , les signaux de type impulsionnel précurseurs à l' ULB [ Sch 93 ] et d' autre part , les signaux multi-porteurs . D' une manière plus générale , ces deux techniques opposent des formes d' ondes dans lesquelles les trains de symboles sont transmis en série ou en parallèle . Elles emploient usuellement une approche synchrone qui nécessite des structures souvent complexes et qui occupe une place importante en terme de consommation d' énergie . Elles demandent également une bonne connaissance du canal de propagation , que nous décrirons dans la suite de ce chapitre . Derrière ces grandes familles se trouvent en fait , un conflit d' intérêt entre plusieurs industriels : le groupement autour d' XtremeSpectrum [ Wel 03 ] pour les systèmes Direct Sequence-CDMA ( DS-CDMA ) où la transmission est de type impulsionnel , et le groupement d' intérêts MBOA-SIG [ MBO04 ] porteur des systèmes MB-OFDM . De nouvelles approches originales comme les systèmes Multi-Band-On Off Keying ( MB-OOK ) soutenus par Mitsubishi ITE [ Paq 03 ] sont également à l' étude . Ils présentent de nombreux intérêts , notamment sur leur aspect asynchrone , mais plus particulièrement en ce qui concerne leurs performances ainsi que leur facilité de mise en oeuvre . Nous nous proposons de décrire succinctement les grandes familles de signaux utilisés dans les systèmes ULB . 4.1 L' approche impulsionnelle Les systèmes ULB impulsionnels sont basés sur une transmission d' impulsions très brèves de quelques centaines de picosecondes . Il existe de nombreuses formes d' impulsion : gaussienne , dérivée première ou seconde gaussienne . Elles se caractérisent principalement par leurs différences d' occupation et de localisation dans le domaine fréquentiel , que nous illustrons sur la figure I . 13 . ( a ) ( b ) Figure I.13 : Exemple d' impulsions gaussiennes dans le domaine temporel ( a ) et fréquentiel ( b ) . Ces différents types d' impulsion sont ensuite envisagés dans de nombreuses modulations : en position PPM ( Pulse Position Modulation ) [ Tim 01 ] , par inversion de polarité BPM ( Bi-Phase Modulation ) [ Mic 02 ] , orthogonale OPM ( Orthogonal Pulse Modulation ) , en amplitude PAM ( Pulse Amplitude Modulation ) . L' approche impulsionnelle la plus connue reste sans doute celle proposée par XtremeSpectrum . En effet , XtremeSpectrum soutenu par Motorala [ Wel 03 ] a longtemps défendu une technologie ULB basée sur une transmission CDMA . La modulation DS-CDMA , également appelée Direct Sequence-UWB ( DS-UWB ) , entre dans la famille des systèmes impulsionnels nommés communément Impulse Radio-UWB ( IR-UWB ) . La modulation DS-CDMA sépare le spectre en deux bandes de fréquence réparties autour de la norme 802.11a ( HIPERLAN ) [ Foe 03a ] . Nous distinguons une bande basse de largeur 1 , 75 GHz comprise entre 3 , 1 et 4 , 9 GHz , et une bande haute de largeur 3 , 5 GHz allant de 6 , 2 à 9 , 7 GHz . Ces deux bandes peuvent être utilisées de manière indépendante ou simultanée afin d' offrir une flexibilité supplémentaire sur le fonctionnement du système . Nous représentons sur la figure I.14 le contenu spectral ainsi que le relevé temporel des signaux DS-CDMA ULB . Contrairement aux solutions CDMA classiques qui utilisent des signaux sinusoïdaux , l' occupation large-bande est réalisée par l' intermédiaire de signaux pulsés . ( a ) ( b ) Figure I.14 : Spectres et formes d' ondes temporelles IR-ULB pour la bande basse ( a ) et haute ( b ) . Les paquets de signaux sont codés aléatoirement à chaque session d' émission . Ceci permet , d' une part , de les différencier parmi tous les autres paquets et , d' autre part , cela rend également possible l' accès multiple à différents utilisateurs . La méthode de différenciation n' est pas basée sur une approche fréquentielle ou sur l' une de ses subdivisions mais sur un code aléatoire unique . L' interception de données sur une très large bande de fréquences étant beaucoup plus complexe que sur une ou deux fréquences isolées . La solution DS-CDMA est notamment parfaitement appropriée pour la transmission de données sécurisées . L' étalement du signal est effectué par l' utilisation d' un codage et les impulsions sont émises à un rythme régulier ( ? 1 , 32 GHz ) . Le rapprochement des impulsions conduit à des interférences inter-chips et inter-symboles qui nécessitent la mise en place d' un récepteur rake , ainsi que des traitements d' égalisation complexes . Remarque : un récepteur rake comporte plusieurs branches utilisées pour effectuer l' alignement temporel , le dé-étalement et la combinaison des versions retardées des signaux initiaux . Des codages judicieusement choisis ont permis dans un premier temps [ Wel 03 ] d' obtenir des débits de transmission compris entre 28 , 5 et 400 Mbit / s sur la bande inférieure . L' évolution des systèmes durant la phase de sélection des standards 802.11a a permis de mettre en oeuvre la conception de systèmes moins complexes [ Koh 04 ] basés sur une modulation QPSK . Les débits accessibles ont pu être augmentés pour être compris entre 28 et 1320 Mbit / s . Actuellement , l' UMTS utilise un accès CDMA qui a évolué vers une solution Multi-Carrier CDMA ( MC-CDMA ) et tend à être remplacé par une solution OFDM [ Han 04 ] . 4.2 Les approches multi-bandes L' approche multi-bandes impulsionnelles ou OFDM est basée sur la division du spectre fréquentiel en plusieurs SB . Les avantages de cette technique sont multiples : Elle permet une meilleure maîtrise et répartition de l' occupation spectrale du signal émis . Elle offre la possibilité d' avoir des systèmes MU . Elle rend également moins sensibles les communications aux perturbateurs et autres systèmes communicants déjà existants , grâce aux sauts de fréquence ou temporelle . L' un de ses plus grands atouts vient de sa grande souplesse à répondre aux exigences des masques d' émission des différents organismes de réglementation . Les communications multi-bandes sont actuellement considérées dans plusieurs systèmes communicants comme par exemple : l' ADSL , la TNT , les réseaux WiFi et Wimax ... qui utilisent généralement des symboles OFDM bandes étroites [ Van 00 ] . 4.3 Solution multi-bandes impulsionnelles Dans le cas d' une solution multi-bandes impulsionnelles , le spectre en fréquence est divisé en SB de largeur moyenne 500 MHz . Cette largeur de bande a été déterminée pour limiter les évanouissements ( fading ) du signal qui sont causés par les trajets multiples dans le canal de propagation . Le traitement séquentiel est cohérent , ce qui est nécessaire pour chacune des SB en réception , mais ne permet pas de tirer pleinement profit de l' énergie disponible . Afin d' éviter les interférences inter-symboles ISI L' augmentation du débit passe par une utilisation séquentielle des SB qui est réalisée à l' aide d' un codage de sauts temporels THC ( Time Hopping Code ) que nous illustrons sur la figure I . 15 . Figure I.15 : Exemple d' émission multi-bandes impulsionnelles sur quatre sous-bandes . Nous pouvons citer deux types de solutions multi-bandes impulsionnelles . La première , proposée par les sociétés Time Domain , Intel , Wisair , Samsung , Discrete Time Communications et Focus Enhancements , code l' information binaire dans la phase des impulsions émises ( modulation BPM ) . Dans certains cas , le codage passe aussi par le positionnement du pulse ( modulation PPM ) . La seconde , proposée par les sociétés General Atomics et Philips , appelée modulation Spectral Keying ( SK ) , exploite l' utilisation des SB pour coder l' information . Un codage temps-fréquence différent est associé à chaque symbole . Ce codage détermine la séquence d' utilisation de chaque SB . L' ensemble des récepteurs de ces systèmes demande des architectures de réception mises en parallèle dont le nombre est égal au nombre de SB considérées . 4.4 Solutions multi-bandes OOK Des solutions plus originales dans le domaine impulsionnel ont également vu le jour . La solution MB-OOK portée par Mitsubishi ITE [ Paq 04a / b / c ] est l' une d' entre elles . Elle fera l' objet d' une partie de ce travail . Nous développerons son mode de fonctionnement ainsi que ses principales caractéristiques dans le chapitre 2 . Les systèmes MB-OOK tirent profits des propriétés liées aux formes impulsionnelles ( large occupation spectrale ) et adoptent une modulation OOK très simple . Son originalité réside dans l' utilisation d' une seule impulsion qui permet de porter plusieurs bits de données . En revanche , il est nécessaire d' adopter un filtrage performant et d' utiliser un seuil de détection approprié [ Aub 05 ] . Nous évaluerons l' impact du filtrage sur les performances de transmission dans le chapitre 3 . Ce système permet également de faire abstraction des difficultés liées aux systèmes synchrones en réception [ Paq 03 ] . En effet , il s' articule autour d' un système non-cohérent ( asynchrone ) qui ne nécessite pas de connaître la forme d' onde du signal reçu , puisque son fonctionnement est basé sur une détection quadratique d' énergie . Cette architecture innovante et nouvelle en radiocommunication ULB permet d' alléger les contraintes matérielles et reste potentiellement capable de réaliser des transmissions avec des débits très élevés . Les débits accessibles sont de l' ordre de 150 à 600 Mbps pour des portées comprises entre 3 et 10 m . Ces caractéristiques sont sensiblement similaires aux performances obtenues avec des systèmes MB-OFDM . 4.5 Solution muti-bandes OFDM Le groupement d' intérêt spécifique MBOA-SIG a décidé de porter en avant les systèmes de type MB-OFDM dès juin 2003 . L' utilisation d' un tel système implique la division de l' intégralité du spectre fréquentiel en quatorze sous-bandes SB de largeur 528 MHz , comme nous pouvons le voir sur la figure I . 16 . Chaque SB est regroupée de manière à former 5 groupes de bandes appelés bande-groupe . Figure I.16 : Diagramme d' allocation des 14 sous-bandes pour les communications ULB MB-OFDM . Les systèmes MB-OFDM sont de type synchrone et basés essentiellement sur des composants numériques . Ils reposent sur une modulation OFDM classique construite à partir d' une transformée de Fourier rapide FFT ( Fast Fourier Transform ) et modulée avec une constellation QPSK . Composé de plusieurs porteuses , un symbole OFDM a une largeur de bande totale de 528 MHz [ Bat 03 ] , ce qui correspond à l' occupation d' une SB complète . La particularité des systèmes MB-OFDM repose sur la technique des sauts de fréquence . Egalement appelés Frequency Hopping ( FH ) , les sauts de fréquence permettent de faire passer le signal au cours du temps d' une SB à une autre . Plusieurs séquences sont définies et pilotées par l' intermédiaire d' un codage temps / fréquence TFC ( Time Frequency Code ) . Les débits de données atteignables avec un système MB-OFDM s' échelonnent de 53 à 480 Mbps . Nous étudierons d' avantage cette technique de transmission dans le chapitre 2 . Les communications de type OFDM sont de plus en plus adoptées . En plus d' être largement connues , elles présentent de nombreux avantages : que ce soit dans la robustesse contre les effets des multi-trajets [ Den 01 ] ou dans la possibilité de choisir les débits d' émission [ Yu 01 ] suivant la qualité de transmission . 4.6 Bilan sur les différents types de modulation ULB Le processus de sélection pour la standardisation des signaux ULB a vu de très nombreuses techniques de modulation émerger . Les conflits d' intérêts ont mis principalement en rivalité deux types de modulation : pulsé et OFDM . Les systèmes MB-OFDM auront eu raison de cette confrontation fin 2005 , avec leur normalisation par l' ECMA [ ECM05 ] . La division en SB des solutions multi-bandes impulsionnelles et OFDM permet de compenser l' étalement du canal . En revanche , la première est basée sur un traitement séquentiel des SB , ce qui ne permet pas de bénéficier de toute l' énergie disponible en réception . Inversement , l' émission et la réception des porteuses OFDM sont entièrement parallèles mais n' exploitent pas la totalité de la largeur de bande définie pour les systèmes ULB comprise entre 3 , 1 et 10 , 6 GHz . L' approche multi-bandes , mais également les systèmes à sauts de fréquence , sont très appréciables et présentent de nombreux avantages : que ce soit pour le respect des normes en vigueur ( masque d' émission ) , la possibilité de créer des systèmes multi-utilisateurs , mais aussi en terme d' efficacité face aux brouilleurs . Alors que la recherche est en constante évolution , de nouvelles solutions émergent , comme par exemple les systèmes MB-OOK . Elles adoptent un concept résolument innovant basé sur une approche multi-bandes impulsionnelles asynchrones , avec une architecture parallèle simple . Ils bénéficient à la fois de l' aspect fréquentiel large bande ( fonctionnement impulsionnel ) , d' une approche multi-bandes , ainsi que la possibilité d' utiliser toute l' énergie disponible en réception . Aussi performantes soient -elles , les techniques de modulation restent néanmoins largement tributaires de l' environnement et des conditions d' utilisation dans lesquelles elles sont considérées . Celles -ci sont modélisées et prises en compte au travers du canal de transmission . 5 Canal de propagation et de transmission pour les signaux UWB Le canal de propagation sert de support physique pour la communication entre un émetteur et un récepteur . Il peut être extrêmement complexe à modéliser . Aussi , dans le cadre de certaines études , il nous est possible de le simplifier , notamment en utilisant un canal de propagation à bruit blanc gaussien . 5.1 Définition des canaux En 1855 , J. C . Maxwell met en évidence de manière théorique l' existence des ondes électromagnétiques [ Max 55 ] . Il faudra attendre les travaux de H. R. Hertz en 1886 pour assister aux premières expériences de propagation radioélectrique [ Sch 86 ] . Depuis , de nombreuses études ont été menées afin de caractériser les mécanismes de propagation des ondes électromagnétiques dans les systèmes de transmission radioélectrique . Le canal de propagation est un système qui fait passer un signal électrique émis en un signal électrique reçu . Il prend en considération les interactions entre les ondes électromagnétiques et leur environnement . Nous devons faire la distinction entre le canal de propagation et le canal de transmission . Le premier représente la transformation des ondes électromagnétiques lors de leur propagation , alors que le second inclut également le diagramme de rayonnement des antennes comme nous l' illustrons sur la figure I.17 [ Cos 04 ] . Figure I.17 : Transmission d' une onde électromagnétique dans un canal de transmission et de propagation . Les performances des systèmes de transmission en terme de portée et de débit dépendent largement de l' état du canal de propagation . Dans le but de comprendre et d' appréhender les phénomènes de transmission radiofréquence , l' étude du canal devient essentielle . Nous pouvons en connaissance de cause prévoir et optimiser les architectures et interfaces en fonction de leurs zones de déploiement . La spécificité fondamentale d' un canal ULB réside dans son extrême largeur de bande ( de 500 MHz à plusieurs GHz ) qui lui confère une résolution temporelle d' une fraction de nanosecondes . Cette résolution se traduit dans le domaine spatial par une capacité à distinguer les échos provenant d' obstacles séparés de quelques centimètres seulement . Dans les applications intra-muros , les réponses impulsionnelles de canal CIR ( Canal Impulse Response ) , de longueur d' onde comprise entre 2 , 8 et 9 , 7 cm , sont plus ou moins riches en trajets multiples suivant la complexité de l' environnement . Cette particularité fait l' objet de nombreux travaux dans le domaine applicatif des radars et outils de détection . La présence de trajets multiples reste néanmoins problématique . Dans un environnement réel , la transmission d' un signal est égale à la recombinaison des ondes d' un trajet direct avec celles de tous les trajets multiples ( figure I.17 ) . Ceci peut conduire à une distorsion importante et donc à la perte d' informations . Le signal est d' une part , retardé par la longueur du trajet de propagation , mais il subit également un affaiblissement énergétique ainsi qu' un changement de phase . D' un autre côté , il n' est pas toujours possible de réaliser des communications en visibilité directe et dans ce cas , ce sont les trajets en non-visibilité ( multi-trajets ) qui permettent d' établir une communication radio . Nous dénombrons de nombreux modèles de canaux : modèle Cassioli-Win-Molisch [ Cas 02 ] , IEEE 802 . 15.3a [ Foe 03b ] [ Mol 03 ] et IEEE 802 . 15.4a [ Mol 04 ] , approche fréquentielle [ Gha 04 ] [ Lic 03 ] . Actuellement , les modèles les plus utilisés sont principalement les modèles IEEE 802 . 15.3a et IEEE 802 . 15.4a , tous deux basés sur des mesures expérimentales . Le premier reste une référence pour les systèmes ULB , alors que le second paie le prix d' une plus grande complexité . Les modèles développés s' efforcent de reproduire le comportement du canal radio de façon la plus réaliste possible . Ils respectent également autant que possible des contraintes de complexité , de manière à permettre des études et des simulations avec des temps de traitement raisonnables . Nous pouvons dénombrer en théorie autant de modèles qu' il y a de milieux différents . En pratique , nous cherchons à reproduire des phénomènes plus ciblés . Ainsi , certains modèles s' intéressent plus particulièrement à l' affaiblissement en puissance , tandis que d' autres s' attarderont à reproduire les effets de fluctuations rapides ou les changements de direction du signal . Les modèles présentés dans la littérature sont classifiés suivant deux familles . Nous distinguons les modèles statiques [ Siz 05 ] , ils sont basés sur un grand nombre de mesures expérimentales . Les modèles déterministes [ Bel 63 ] reproduisent en revanche les phénomènes de propagation dans un environnement prédéterminé . Cependant , certaines questions restent en suspens et de nombreux travaux sont à l' heure actuelle encore à l' étude . C' est notamment le cas en ce qui concerne les modèles couvrant la globalité de la bande fréquentielle ULB de 3 , 1 à 10 , 6 GHz , ainsi que les modèles prenant en compte la mobilité des antennes dans leur environnement . L' incroyable panache des modèles de canaux utilisables tend à être radicalement simplifié lorsque l' objet de l' étude ne se focalise pas spécifiquement sur les problèmes de transmission ( antennes , localisation ... ) . Les modèles employés sont alors beaucoup plus simples . Nous utilisons classiquement un simple bruit blanc qui joue en quelque sorte un rôle d' étalon . 5.2 Canal de propagation à bruit blanc gaussien Nous venons de voir précédemment qu' il existe de très nombreux modèles de canaux . Aussi , dans un souci de « normaliser » et de comparer des résultats réalisés dans des conditions identiques , le canal de type Bruit Blanc Additif Gaussien ( BBAG ) où AWGN ( Additive White Gaussian Noise ) est très fréquemment utilisé . Il est également l' un des plus faciles à mettre en oeuvre . Un bruit blanc gaussien permet de modéliser à la fois les bruits d' origine interne ( bruit thermique , bruit en 1 / f , ... ) , ainsi que ceux d' origine externe ( bruit d' antenne , canal de propagation , ... ) . Ce modèle reste assimilable à une transmission filaire puisqu' il représente une transmission presque parfaite ( absence de multi-trajets ) de l' émetteur au récepteur . Il reste néanmoins très utile dans la modélisation comportementale des composants électriques . Un canal de type BBAG est constitué d' un générateur de bruit blanc aléatoire sommé au signal transmis . Le signal reçu par le récepteur s' écrit alors sous la forme : ( I.9 ) Où : e ( t ) et s ( t ) représentent respectivement les signaux temporels en entrée et en sortie . v ( t ) est le bruit sommé dans le canal . Il se caractérise par un processus aléatoire gaussien de moyenne nulle , de variance et de DSP bilatérale ? qui s' écrit : ( I.10 ) La densité de probabilité conditionnelle est donnée par l' expression : ( I.11 ) La rapidité , la simplicité de mise en oeuvre et la constance inconditionnelle de ce type de canal font que nous le considérerons dans toute la suite de cette étude . 5.3 Bilan sur le canal de propagation Le canal de transmission et a fortiori celui de propagation suscitent à eux seuls de nombreuses interrogations . Ils font l' objet d' une multitude d' études qui se poursuivent à l' heure actuelle . Il existe à ce titre de très nombreuses façons plus ou moins complexes de les modéliser . Dans le développement de systèmes , ou pour l' étude d' éléments plus spécifiques , nous pouvons faire abstraction de ces difficultés en optant pour une modélisation beaucoup plus simpliste . Dans notre étude , nous considérerons un canal de type bruit blanc gaussien BBGA . Il permet de mettre en relief les imperfections liées aux composants plutôt que celles dépendant d' un milieu de propagation particulier . Dans le cadre des systèmes ULB , les conditions de transmission ( faibles puissances , multi-trajets ) sont très contraignantes . Il devient alors impératif de mettre en place des alternatives pour compenser ou minimiser aussi bien les pertes de propagation que les distorsions du canal sur les signaux . Dans le but d' accroître le rendement ainsi que les distances de transmission les liens optiques dans les systèmes de transmission RoF deviennent une alternative particulièrement séduisante . 6 Systèmes UWB sur fibres L' augmentation des débits et les faibles puissances d' émission ULB tendent à diminuer considérablement les distances d' émission-réception . A titre d' exemple la couverture d' un système ULB avec un débit de 480 Mbits / s ne devrait pas excéder une portée supérieure à 4 - 5 m . Dans cette optique , il devient nécessaire d' envisager des infrastructures complémentaires transparentes . Le but étant d' accroître les distances de communication , et de permettre de relier plusieurs cellules entre elles afin de concevoir des réseaux de transmission tout en gardant l' intérêt original d' une communication sans fil haut débit . Des solutions dans le domaine de l' optique tendent à émerger et suscitent actuellement un vif intérêt au vue de l' étendue des possibilités techniques et des solutions bas coût offertes . Cette approche n' est cependant pas dédiée aux communications ULB , mais l' intérêt est d' autant plus grand que les distances de communication et les puissances d' émission sont initialement très faibles . L' implantation de telles structures nécessite d' introduire , ou plutôt d' imbriquer , deux technologies : les systèmes de communication RF et un lien optique . Le lien optique permet alors d' accroître le domaine couvert en transportant directement le signal radio sur une fibre optique . Les champs d' application sont aussi divers que variés et concernent aussi bien des applications domestiques ( maisons individuelles ) que professionnelles ( zones d' activités économiques ) . Le concept dit de radio-sur-fibre RoF apparaît alors avec une contrainte de transparence et de bidirectionnalité . Le tunnel optique ainsi introduit n' est assujetti , grâce à la fibre optique , qu' à des perturbations bien plus faibles en regard d' un canal de transmission RF ( interférences , pertes , multi-trajets , ... ) . Outre la possibilité de déporter l' émission radio , il permet également de relier des cellules ULB distantes ( micro-cellules ) afin que , d' un point de vue radio , leur association soit équivalente à une seule cellule radio de dimension plus grande ( macro-cellule ) . Un système ULB sur fibre optique est donc conceptuellement très simple puisqu' il transmet tous les signaux radio d' une microcellule vers les autres . La couverture ULB haut débit est étendue à l' ensemble de la macro-cellule suivant différentes architectures . Même si les propriétés des composants optiques et l' attrait que peut avoir les systèmes RoF ULB semblent être aux premiers abords très séduisants , de nombreuses questions subsistent . Les contraintes de transparence et de faisabilité doivent être étudiées avec attention . Nos études s' inscrivent également dans le cadre des deux projets : BILBAO et ISIS , que nous détaillons plus particulièrement en annexe 1 . 6.1 Etat de l' art et intérêt de la distribution et du traitement du signal ULB par voie optique Dans la perspective du déploiement des futurs réseaux radio larges bandes , les systèmes hybrides optique-radio sont très attractifs . Ils permettent de profiter à la fois des propriétés avantageuses des fibres optiques pour le transport longue distance , mais également de la souplesse et du faible coût d' exploitation de la liaison radio [ Ai 02 ] [ Wak 04 ] . Ainsi , de nombreuses études ont porté sur des systèmes RoF dédiés aux transports des standards WiFi à bande étroite ( comparés aux signaux ULB ) sur fibre monomode [ Tan 04 ] [ Fer 04 ] ou sur fibre multimode [ Koo 04 ] . Les études portant sur la distribution de signaux ULB par voie optique sont beaucoup plus récentes [ UROOF ] . Les premiers résultats d' évaluation des performances de ce type de systèmes ont justement été obtenus dans le cadre du projet BILBAO [ Piz 06 ] [ LeG 07b ] . En plus de la simple distribution de signaux radio par fibre , le domaine de l' optique offre aussi la possibilité de traiter le signal électrique directement par voie optique . Les avantages sont de plusieurs ordres : d' une part , la grande largeur de bande-passante des composants optiques par rapport aux dispositifs électroniques classiques , d' autre part , la possibilité de traiter le signal ULB directement sur la chaîne de transmission optique , ce qui évite ainsi d' avoir des pertes et distorsions supplémentaires engendrées par les conversions du domaine optique dans le domaine électrique ( conversions O / E ) , et vis versa ( conversions E / O ) pour prolonger l' acheminement du signal . Nous constaterons également qu' aucune norme ne semble à l' heure actuelle restreindre les applications ULB dans le domaine de l' optique . Ainsi , les restrictions en terme de puissance ( notamment ) applicables aux communications RF ne sont pas de rigueurs en optique . Les conséquences ne sont pas non plus similaires puisque tous les problèmes liés au canal de propagation RF sont bien moins problématiques dans le canal optique ( fibre ) . Pour des questions pratiques de mise en oeuvre et de compatibilité , nous considèrerons pour les deux systèmes ( RF et optique ) des signaux soumis aux mêmes contraintes . De nombreux travaux ont déjà été publiés concernant les possibilités de traitement du signal directement dans le domaine optique pour les signaux à bandes étroites [ Nas 01 ] [ Set 01 ] . Plus récentes , les études sur les signaux ULB portent en particulier sur la génération de formes d' ondes impulsionnelles [ Nas 01 ] [ Ong 07 ] . Des solutions de conversion de fréquence sont également envisagées pour permettre d' atteindre les bandes de fréquences millimétriques [ Tos 06 ] . Nous étudierons plus particulièrement les possibilités de transmettre des signaux de type ULB-OFDM par voie optique de manière directe ou par conversion de fréquence afin d' ouvrir la voie aux nouvelles applications ULB dans la plage de fréquence des 60 GHz . 6.2 Architecture radio sur fibres RoF Différentes topologies de réseaux radio sur fibre sont envisageables [ BILBAO ] . Nous pouvons citer quelques exemples : Point-à-point . Point-à-multipoints . Multipoints-à-multipoints . Les architectures point-à-point sont les plus simples à mettre en oeuvre , mais elles restent d' une utilité très limitée puisqu' une liaison est exclusivement dédiée à une seule paire d' utilisateurs ( ou éventuellement d' une pièce à une autre ) . Les configurations centralisées ( point-à-multipoints optiques ) ou décentralisées ( multipoints-à-multipoints optiques ) sont néanmoins plus avantageuses . Selon l' architecture implémentée , le lien optique pourra contenir une fibre à deux fibres ; de type multi-modes moins onéreuses , ou mono-mode plus performantes . En outre , puisque le point d' accès nécessite une alimentation électrique , le lien pourra également contenir la partie électronique . 6.2.1 Architecture point-à-point Le lien optique point-à-point pour les communications RoF est représenté de manière schématique sur la figure I . 18 . Il a une fonction de « répéteur » en transportant le signal de l' antenne de réception à l' antenne de ré-émission en sortie du lien . Figure I.18 : Schéma du tunnel optique pour les communications RoF dans une liaison point-à-point . Cette liaison comprend tout d' abord une antenne de réception et un amplificateur faible bruit LNA . Une source laser ( directe ou externe ) est utilisée pour moduler le signal reçu sur la fibre optique . La longueur du lien optique varie de quelques centimètres à plusieurs centaines de mètres , pour une distance entre l' émetteur / récepteur RF ULB comprise entre 1 et 10 m ( suivant le débit et l' état du canal de propagation ) . Divers types de fibres sont envisageables ( multi-modes ou mono-mode ) . Enfin , le signal optique est reconverti en signal électrique par l' intermédiaire d' une photodiode associée à un amplificateur trans-impédance TIA ( Trans-Impedance Amplifier ) avant la réémission . La puissance fournie par la photodiode est proportionnelle à la puissance optique photo-détectée [ Piz 06 ] [ Piz 07 ] . L' ensemble des autres architectures étant développé sur cette base , nous ne considérerons par la suite que ce type de liaison . 6.2.2 Architecture point-à-multipoints Dans les architectures centralisées ( coupleur 1 vers N ) , toutes les antennes déportées sont connectées au routeur ULB au moyen d' un coupleur 1 xN comme nous l' illustrons sur la figure I . 19 . Figure I.19 : Schéma d' un réseau hybride radio-optique avec liens point-à-multipoints RoF basé sur un coupleur 1 vers N . Le routeur ULB est connecté directement sur le réseau d' accès . Contrairement à une utilisation en point-à-point , l' idée est de limiter le nombre d' interfaces RoF sur le routeur . Dans le sens descendant ( du routeur vers l' objet communicant via l' antenne ) , les données sont diffusées à toutes les antennes . La fonction de diffusion est donc très simple et les informations destinées à un objet communicant peuvent être par exemple décodées par l' intermédiaire de l' adresse de destination . Dans le sens montant ( de l' objet communicant vers le routeur via l' antenne ) , il faut un partage temporel des droits de parole afin qu' il n' y ait pas de collision au niveau du coupleur optique . Le concept de coordinateur de pico réseau PNC ( PicoNet Coordinator ) de la norme 802.15.3 peut être tout à fait approprié pour ce système centralisé . Les éléments nécessaires sont une interface électronique / optique sur le routeur ULB et l' antenne déportée au point d' accès dans chaque pièce de la maison . 6.2.3 Architecture multipoints-à-multipoints Par rapport à l' architecture centralisée , l' idée d' une architecture multipoints-à-multipoints est d' utiliser un coupleur optique NxN afin que tous les points d' accès soient reliés . Une topologie originale de réseau RoF passif dédié à la distribution de signaux ULB par voie optique a été proposée dans le cadre du projet BILBAO sur la figure I . 20 . Cette topologie de réseau a fait l' objet d' un dépôt de brevet [ Pay 07 ] . Figure I.20 : Schéma d' un réseau hybride radio-filaire avec liens multipoints à multipoints en radio sur fibre basé sur un coupleur N vers N . De cette manière , l' information est diffusée vers toutes les autres antennes . Il s' agit d' un système distribué où le partage de la ressource est géré par la couche MAC ( Medium Access Control ) de chaque objet radio communicant . 7 Conversion de fréquence porteuse ULB par voie optique Nous décrivons succinctement l' intérêt ainsi que le principe de la conversion de fréquence par voie optique . Nous le développerons plus en détail dans le chapitre 4 . 7.1 Intérêt de la conversion de fréquence par voie optique La bande-passante initialement allouée aux systèmes ULB pour le marché européen était comprise entre 3 , 1 et 10 , 6 GHz . Cette bande a depuis considérablement évoluée et diminuée . De plus , comme nous l' avons déjà souligné auparavant , la bande basse comprise entre 4 , 2 et 4 , 8 GHz est vouée à disparaître à l' horizon 2010 . Toutes ces raisons font , qu' aujourd'hui , nous assistons à l' émergence de nouveaux systèmes dans la bande des 60 GHz encore libre d' utilisation . Il devient alors nécessaire d' adopter de nouveaux outils de transposition fréquentielle adaptés , en dépassant les problèmes sérieux actuellement rencontrés pour implémenter des mélangeurs électroniques RF large bande [ Guo 07 ] , [ Yeo 05 ] , tout en gardant une approche bas coût . Les solutions de traitement du signal ULB sur fibres permettent également d' envisager la conversion de fréquence par voie optique vers des bandes de fréquences millimétriques . Les fréquences concernées ( 60 GHz ) ne permettent cependant pas l' utilisation directe de transducteurs E / O conventionnels car leurs bandes passantes sont trop faibles . Cependant , le problème peut être contourné en utilisant les propriétés de mélange liées à l' utilisation de modulateur fonctionnant dans leurs domaines non linéaires . De cette façon , nous montrerons dans la suite de cette étude , qu' un modulateur unique de bande-passante modérée peut être utilisé à la fois pour la transmission de signaux directs dans la bande de fréquence comprise entre 3 , 1 et 10 , 6 GHz , mais également pour la conversion de fréquence dans la bande des 60 GHz . 7.2 Principe de la conversion de fréquence par voie optique Un mélangeur optique a pour fonction la conversion de fréquence . Le principe du dispositif est le suivant : nous injectons à l' entrée du convertisseur un signal de données ainsi qu' un signal sinusoïdal continu CW ( Continus Waveform ) , de fréquence fOL , qui a le rôle d' oscillateur local . Dans le cas des applications ULB , le signal d' information correspond à une SB OFDM , de largeur fréquentielle 528 MHz et de fréquence centrale fULB . Nous récupérons à la sortie du système un signal à la fréquence fOL-fULB dans le cas d' une conversion basse fréquence , ou fOL + fULB pour une conversion haute fréquence . La fréquence centrale du résultat est appelée fréquence de mélange . Le mélange est réalisé par l' intermédiaire des produits d' inter-modulation liés aux non-linéarités du modulateur . Le signal de sortie comporte alors les fréquences égales aux harmoniques et aux produits d' inter-modulation des fréquences d' entrée . Un filtrage passe-bande permet d' isoler le produit désiré comme le montre la figure I.21 . Figure I.21 : Schéma de principe d' un mélangeur électro-optique , cas d' une conversion haute fréquence . Nous notons POL la puissance à l' entrée du mélangeur du signal issu de l' oscillateur local , et PULB la puissance du signal ULB-OFDM . Le signal en sortie du mélangeur contient à la fois les fréquences des signaux d' entrée , leurs harmoniques ainsi que les produits d' inter-modulation qui seront filtrés . Une fois le signal transposé , il est émis au travers de l' antenne d' émission dans le canal de transmission . Les informations sont ensuite démodulées et traitées par l' ensemble des éléments de la chaîne de réception . 8 . Bilan sur la situation actuelle des systèmes ULB Les industriels doivent de nos jours répondre à un essor fulgurant de la demande des consommateurs pour le tout sans fil et l' augmentation des débits de transmission de données . Pour donner suite à cette attente , les milieux industriels et de la recherche se tournent vers des solutions de type ULB qui permettent de maximiser l' occupation spectrale et ainsi d' accroître les débits . Connus depuis plus de 40 ans , les applications large bande ont été pendant longtemps réservées à des systèmes de détection radar . L' évolution des compétences et des technologies nous permet aujourd'hui de transposer ces applications pour la transmission d' informations . En effet , l' importance de l' occupation spectrale confère aux systèmes ULB des caractéristiques uniques , comme par exemple un fort pouvoir de résolution ainsi que la robustesse aux perturbations extérieures . Ces caractéristiques sont idéales pour les systèmes de localisation ou de communication radio à haut débit et à courte portée qui sont dédiés aux applications de type WLAN . C' est en 2002 que la FCC a autorisé l' émission de signaux ULB dans une bande de fréquence comprise entre 3 , 1 et 10 , 6 GHz avec une DSP extrêmement faible ; les systèmes ULB se sont alors amplement développés . Depuis , de nombreuses divergences sont apparues suivant les différentes autorités de régulation des grandes régions géographiques , notamment en ce qui concerne la définition des plages de fréquences . Avec une largeur de bande initiale de 7 , 5 GHz , le spectre en fréquence n' a cessé de diminuer en Europe , où il sera compris entre 6 et 8 , 5 GHz à l' horizon 2010 soit une largeur utilisable de 2 , 5 GHz . Contrairement aux Etats-Unis , l' Europe reste très prudente en ce qui concerne l' ouverture de son spectre fréquentiel et réclame l' utilisation de protocoles de sécurité afin de protéger les systèmes déjà mis en place ou à venir , présents dans les canaux adjacents . Dans tous les cas , la valeur de PIRE est limitée à - 41 , 3 dBm / MHz dans les bandes passantes autorisées pour l' EU et les USA . Les autorités de régulation ne définissent pas seulement les DSP , elles décrivent également la façon de les mesurer . Au cours du processus de sélection pour la standardisation des signaux ULB , deux grandes familles de formes d' ondes sont entrées en concurrence . Nous pouvons citer d' une part , des signaux de type impulsionnel ( DS-CDMA ) précurseurs à l' ULB et , d' autre part , les signaux multi-porteurs ( MB-OFDM , MB-OOK ) . L' ensemble de ces spécificités fait , qu' aujourd'hui , les acteurs du marché de la transmission d' informations se focalisent d' avantage sur des systèmes modulables ( systèmes multi-bandes ) susceptibles de s' adapter rapidement aux lois du marché mais également au milieu de l' exportation . Ainsi , à la fin de l' année 2005 les systèmes MB-OFDM sortent fort d' une normalisation par l' ECMA . Aujourd'hui , nous assistons également à l' émergence de nouvelles applications dans la bande de fréquences aux alentours des 60 GHz qui est encore libre d' utilisation . Elle présente une plage de 5 GHz commune aux grandes zones géographiques et supporte actuellement moins de contraintes . Présentés comme une technologie de transmission résolument nouvelle , les systèmes ULB nécessitent un travail considérable pour repenser entièrement les protocoles d' émission et de réception actuels qui ne présentent pas les performances requises . Il devient alors indispensable d' aborder l' ensemble de ces nouveaux problèmes d' un point de vue différent de ceux jusqu'à présent rencontrés . Bien que rivalisant d' ingéniosité , les conséquences physiques ne sont pas anodines en terme de distance d' émission puisque les puissances d' émission sont extrêmement faibles . Des solutions dans le domaine de l' optique tendent à émerger et suscitent actuellement un vif intérêt au vue de l' étendue des possibilités techniques et des solutions bas coût offertes . Le lien optique permet alors d' accroître le domaine couvert en transportant directement le signal radio sur une fibre optique . Le concept dit de « radio-sur-fibre RoF » apparaît alors avec une contrainte de transparence et d' unidirectionnalité . Le tunnel optique ainsi introduit n' est assujetti , grâce à la fibre optique , qu' à des contraintes bien plus faibles en regard d' un canal de transmission RF ( interférences , pertes , multi-trajets ... ) . L' utilisation de composants optiques présente également de nombreux avantages par rapport aux composants RF . Quelque soit la modulation envisagée , la mise en oeuvre de ces systèmes dans un contexte ULB pose un grand nombre de difficultés qui ne sont pour l' heure pas encore résolues . Les techniques de fabrication , la définition d' un cahier des charges nécessaire et suffisant qui conditionne le choix des structures à adopter sont autant de questions auxquelles nous chercherons , aux travers des chapitres suivants , à apporter quelques éléments de réponses . Une description étendue de ces deux systèmes ainsi que l' ensemble des résultats obtenus seront présentés dans la suite de ce travail . CHAPITRE II SYSTEMES DE MODULATION ULB MB-OFDM ET MB-OOK ETUDIES 1 Introduction Nous évoquions dans le premier chapitre l' existence de nombreuses techniques susceptibles d' être employées pour les communications ULB . Elles présentent toute la particularité d' occuper un large spectre en fréquence . Dans le cadre de ce travail , nous considérerons deux modulations de type multi-bandes : les modulations MB-OFDM , et MB-OOK . La modulation MB-OFDM utilise des symboles OFDM qui sont bien connus et utilisés depuis de nombreuses années . Cette modulation est basée sur une approche synchrone avec une démodulation cohérente . Cette technique a évolué lorsque nous lui avons associé un processus de sauts de fréquence , ce qui a donné naissance aux systèmes MB-OFDM . Ces systèmes présentent de bonnes performances mais restent complexes dans leur mise en oeuvre . D' une part , l' approche synchrone nécessite la maîtrise de nombreux degrés de liberté liés au canal de propagation ( retard dans le canal , multi-trajets , ... ) . D' autre part , les performances des systèmes OFDM sont généralement sensibles aux non-linéarités induites par les composants électroniques . L' approche asynchrone des systèmes MB-OOK permet d' alléger considérablement les contraintes matérielles , en particulier en ce qui concerne l' estimation du canal de transmission . Les systèmes OOK sont de conception très simple . L' aspect multi-bandes reste néanmoins problématique notamment en ce qui concerne le choix du filtrage . D' autres difficultés émergent également au niveau des seuils de décision à la fin de la chaîne de transmission . Ce chapitre est dédié à la présentation de ces deux systèmes de transmission ULB qui ont été étudiés dans ce travail de thèse . Dans une première partie , nous étudierons et décrirons la modulation multi-porteuses de type MB-OFDM . La seconde partie sera consacrée à la modulation MB-OOK . Pour chacune d' entre elles , nous détaillerons leurs modes de fonctionnement et étudierons leurs principales caractéristiques . Nous verrons les paramètres retenus pour la suite de cette étude dans chacun de ces deux cas . Enfin , nous terminerons par une brève description des outils de simulations qui ont été utilisés pour simuler ces deux chaînes de transmission . 2 Systèmes de modulation MB-OFDM 2.1 Historique et introduction L' histoire des modulations multi-porteuses commence à la fin des années 50 aux Etats-Unis [ Akm 00 ] . A cette époque , la société Collins Radio Co . Kineplex développe un système [ Doe 54 ] conçu pour des liaisons radio militaires dans la bande de fréquences comprises entre 1 , 8 et 30 Mhz . L' objectif était de proposer , là où les systèmes classiques de types mono-porteuse avaient montré leurs limites , un système robuste aux problèmes des multi-trajets dans le canal de propagation , tout en offrant un débit élevé ( pour l' époque ) pour un taux d' erreur binaire faible . La solution consistait à émettre simultanément sur des fréquences porteuses différentes une modulation bas débit . Chacune des porteuses devenait alors peu sensible aux effets du canal tandis que l' émission de plusieurs porteuses en même temps permettait d' obtenir un débit binaire de 3 kbits / sec dans une bande fréquentielle de 0 à 3 kHz . Plus tard , des études théoriques [ Mos 58 ] mirent en évidence la possibilité de réduire l' encombrement spectral en faisant chevaucher l' ensemble des sous-porteuses . Il faudra attendre 1966 pour que les conditions d' orthogonalité soient mises en évidence [ Cha 66 ] , 1967 pour que l' utilisation de la Transformée de Fourier ( TF ) pour la modulation et démodulation soit proposée par Saltzberg [ Sal 67 ] . Enfin , c' est en 1971 [ Wei 71 ] que nous avons pu tirer profit des transformées de Fourier rapides FFT ( Fast Fourier Transform ) , qui nous ont permis de réduire considérablement la complexité du modulateur / démodulateur , et donc la consommation des terminaux . Dès lors , la notion d' orthogonalité était posée . La complexité de réalisation et de mise en oeuvre resta néanmoins pendant longtemps un large problème , confinant ainsi ces systèmes à des applications militaires . Effectivement , les processeurs développés ne permettaient pas de réaliser des Transformées de Fourier Discrètes ( TFD ) suffisamment rapides . De plus , les filtres analogiques parfaitement orthogonaux étaient onéreux . En 1979 , l' introduction de DSP ( 2 ) ( Digital Signal Processor ) permit de développer pleinement ces systèmes de modulation entraînant un fort regain d' intérêt [ Bin 90 ] , [ Hir 81 ] , [ Pel 80 ] , et un essor presque immédiat de cette technologie . Durant les années 1980 , le codage s' est enrichi de codes correcteurs qui ont permis d' atteindre de meilleures performances dans les systèmes de transmission numériques . Cette technique a pris le nom d' Orthogonal Frequency Division Multiplexing ( OFDM ) , ce qui peut être traduit en français par modulation à répétition en fréquences orthogonales . Ce terme fut utilisé pour la première fois en 1989 [ Zer 89 ] [ Bin 90 ] [ Cho 91 ] dans le cadre des réseaux sans fil . En ce qui concerne les réseaux filaires , l' OFDM est également connu sous le nom de DMT ( Discrete Muli Tone ) . Plusieurs standards ont ensuite adopté cette technique : le DAB et le DVB ( Digital Audio / Video Broadcasting ) , qui sont des réseaux de diffusion hertzienne de signaux audio et vidéo [ Ala 87 ] . Les systèmes DSL ( Digital Subscriber Line ) pour la transmission de données hauts débit ( entre 1 , 5 et 8 Mbps ) employés pour des applications internet , les transmissions de données DMT ( Discrete MultiTone ) utilisées dans les communications xDSL [ Bin 00 ] , l' ADSL ( Asymmetric DSL ) où les applications principales sont l' internet haut débit [ Sal 95 ] . Entre 1999 et 2001 , de nombreuses applications pour les réseaux locaux WLAN ( Wireless Local Area Network ) ont vu le jour . Nous pouvons citer la norme IEEE 802.11a / g connue sous le nom commercial Wi-Fi [ WiF 07 ] et les réseaux locaux sans fil à haut débit HIPERLAN2 ( HIgh PErformance Radio Local Area Network 2 ) , [ HIP00 ] . En 2005 après l' amélioration de la technologie Wi-Fi , le standard IEEE 802.16 ou Wi-Max [ WiM 07 ] garantit un débit théorique jusqu'à 80 Mbps et une portée linéaire de 50 km . Un an plus tard , un autre standard , le 802.11n , se présente sur la scène du Wi-Fi . Il permet d' atteindre des débits théoriques compris entre 100 et 540 Mbps en ajoutant l' utilisation de la technique MIMO ( Multiple Input Multiple Output ) . Il améliore également la portée des réseaux sans fil . Début 2006 , le procédé de modulation OFDM a été adopté par l' alliance WiMedia [ WiMe 07 ] pour les communications ULB à très haut débit ( 480 Mbps ) et à courte portée ( ? 10 m ) . Nous noterons également que l' OFDM a été proposée pour les systèmes de téléphonie de troisième génération . Même s' il n' a pas été retenu , sa prise en considération dans les prochains développements est très fortement envisagée . Riches d' une forte expérience acquise durant de nombreuses années , les techniques de modulation OFDM s' imposent de plus en plus dans les systèmes de communication . De telles transmissions présentent la particularité d' être robustes à la sélectivité en fréquence et aux environnements difficiles comme le bruit du canal de propagation , l' atténuation des signaux provoqués par les trajets multiples . Elles permettent également de simplifier le récepteur puisqu' il n' est pas nécessaire d' utiliser d' égaliseur pour retrouver les symboles émis . Les modulations OFDM présentent en revanche de fortes valeurs de PAPR ( Peak-to-Average Power Ratio ) que nous définirons dans la suite de ce chapitre . Ces valeurs sont dues aux fluctuations de l' enveloppe du signal OFDM , ce qui a pour conséquence d' engendrer des problèmes liés à la consommation du terminal mobile et de rendre également cette technique de modulation sensible aux non-linéarités de composants du système de transmission . La modulation OFDM est aujourd'hui considérée pour les systèmes ULB [ ECM05 ] . Les symboles OFDM ont une largeur de bande de 528 MHz et l' occupation de l' ensemble du spectre fréquentiel est réalisée par un système de sauts de fréquence entre SB , afin de couvrir une plage comprise entre 3 , 1 et 10 , 6 GHz . Avec une largeur de bande de 528 MHz , les symboles OFDM couvrent l' ensemble de la plage de fréquences comprises entre 3 , 1 et 10 , 6 GHz grâce à un système de sauts de fréquence . 2.2 Transmission multi-porteuses Contrairement à un système mono-bande , où l' information peut être perdue lorsque le signal subit une atténuation ou des perturbations [ Nee 00 ] , [ Tuf 00 ] , les systèmes multi-porteuses sont plus robustes aux interférences du fait de leur occupation fréquentielle large bande . L' utilisation de modulations fréquentielles multi-porteuses fait l' objet de nombreuses recherches . Elle permet d' éliminer les effets néfastes des transmissions multi-trajets lors de la propagation du signal , notamment en ce qui concerne l' étalement temporel du retard ? R du signal dans une liaison série . Elle simplifie également les problèmes d' égaliseur , dont la complexité peut s' avérer importante , et devient , par le biais de codes correcteurs , très intéressante pour reconstituer l' information dans des canaux sélectifs en fréquence [ Tub 01 ] . Les systèmes multi-porteuses sont caractérisés par une grande efficacité spectrale , définie comme étant le débit binaire par unité de fréquence . Plus l' efficacité spectrale est importante , plus nous pouvons transmettre avec un débit important . Ce type de modulation consiste à diviser la totalité du canal de transmission , rendu sélectif par la présence de multi-trajets , en un nombre important de NSP sous-porteuses non sélective définissant autant de sous-canaux . Le principe est basé sur une modulation bas débit de chacun d' entre eux , permettant la transmission simultanée et en parallèle des informations sur plusieurs symboles . Chaque sous canal a une largeur fréquentielle ? f inférieure à la bande de cohérence du canal de propagation . Cette dernière est définie comme étant la bande de fréquences sur laquelle nous pouvons considérer la fonction de transfert du canal comme constante , c' est-à-dire où la réponse du canal varie peu . En effet , lorsque la largeur de chaque SB est assez faible , la réponse fréquentielle du canal sur chaque SB peut être considérée comme constante . Comme nous l' illustrons sur la figure II.1 , le signal de chacune des porteuses tend à suivre les fluctuations du canal de propagation . Figure II.1 : Réponse fréquentielle du canal de transmission pour des modulations multi-bandes . Les symboles sont reçus avec une puissance différente suivant le sous-canal , l' égaliseur est alors réduit à un simple gain multiplicatif pour chacun d' entre eux . Après estimation du canal de propagation , nous corrigeons ces variations et retrouvons le signal original . Cependant , ces évanouissements se dégradent et dans certains cas annulent même la puissance du signal propagé . Cela peut ainsi induire un taux d' erreur irréductible en l' absence de bruit . La méthode multi-porteuse consiste à transmettre les séquences de données sur les NSP sous-porteuses en parallèle . En incluant une approche d' orthogonalité entre sous-porteuses , nous parlerons de modulation OFDM . Dans ce cas , le modulateur et le démodulateur peuvent être implémentés simplement en utilisant respectivement une FFT et une IFFT ( FFT ) . La durée NSPTS d' un symbole OFDM transmis est supérieure à l' étalement temporel des retards TR du canal . L' insertion d' un temps de garde , également appelé intervalle de garde TG , où TG > TR entre chaque symbole OFDM , permet d' éviter les Interférences Entre Symboles ( IES ) ou ISI ( Inter-Symbol Interference ) . L' intervalle de garde est supprimé avant la démodulation . Les performances d' un tel système peuvent être améliorées en combinant les symboles OFDM à un codage correcteur d' erreurs et en utilisant un entrelaceur pour s' affranchir des paquets d' erreurs associés aux évanouissements temporels du canal . Cette solution est appelée COFDM ( Coded OFDM ) . Diverses techniques sont à l' étude pour limiter l' effet des non-linéarités : que ce soit au niveau du codage du canal afin de protéger la transmission [ Wil 95 ] [ Lou 00 ] , par la prise en compte de modules correcteurs [ Nis 96 ] , ou en considérant de nouvelles approches [ Ter 03 ] . Même si ces techniques sont efficaces , elles ne demeurent pas moins coûteuses en temps de traitement et en complexité de mise en oeuvre , d' autant plus lorsque le nombre de porteuses est important . Actuellement , les symboles OFDM de largeur de bande limitée à 528 MHz sont considérés dans les systèmes ULB . Une technique de sauts de fréquence plus généralement appelée « Frequency Hopping » ( FH ) est considérée afin d' élargir le spectre en fréquence occupé . Nous décrirons plus en détails le principe de fonctionnement du FH dans la suite de ce chapitre . L' un des inconvénients majeurs des signaux OFDM réside dans une valeur du facteur de crête élevée ( PAPR ) . La valeur de la puissance maximale du signal est supérieure à sa puissance moyenne , et des pics de forte amplitude apparaissent . Cette particularité a pour conséquence directe de rendre les symboles OFDM sensibles aux non-linéarités engendrées par les composants , notamment les amplificateurs d' émission et de réception qui conditionnent les signaux lors de leur transfert [ Cos 99 ] . 2.3 Principe des transmissions multi-porteuses OFDM La modulation OFDM se distingue des techniques classiques de modulation multi-porteuses par un encombrement spectral limité [ Cha 66 ] dû à des contraintes d' orthogonalité qui rendent en effet possible un recouvrement important des fréquences porteuses de chacune des SB dans le domaine temporel et fréquentiel . 2.3.1 Notion d' orthogonalité La notion d' orthogonalité sur un intervalle [ a , b ] peut être facilement traduite si deux fonctions f ( t ) et g ( t ) respectent la condition donnée par l' équation ( II.1 ) qui traduit le produit scalaire , formant ainsi une base de l' espace fonctionnel . ( II.1 ) Cette condition implique que les deux fonctions considérées sont linéairement indépendantes , c' est-à-dire qu' elles sont disjointes sur l' intervalle [ a , b ] et n' interfèrent pas entre elles . Une base fonctionnelle à N dimensions sur un intervalle [ a , b ] est construite de manière identique en considérant autant de fonctions ( g ( t ) , h ( t ) , ... ) nécessaires . Celles -ci forment alors une base à N dimensions . Dans le domaine temporel , et sur un intervalle de temps compris entre a et b , cela se traduit , si nous prenons en compte des signaux de type fenêtrage ( fonction porte ) , par une discontinuité de ceux -ci avec un intervalle de garde ? entre eux . Une illustration est donnée sur la figure II . 2 . Figure II.2 : Base orthogonale dans le domaine temporel à l' aide de fonctions portes . La transformée de Fourier TF ACC O . ACC F de la fonction porte ? ( t ) d' amplitude A et de largeur temporelle T est exprimé suivant la relation : ( II.2 ) L' orthogonalité de fonctions porte dans le domaine temporel se traduit alors par une base orthogonale de fonctions sinus cardinal dans le domaine fréquentiel , ceci est illustré sur la figure II . 3 . Figure II.3 : Division du spectre en SB ( NSP = 3 ) et notion d' orthogonalité entre les sous-porteuses pour les systèmes OFDM . A la fréquence centrale d' une sous-porteuse donnée le critère d' orthogonalité implique que l' amplitude des autres sous-porteuses soit nulle . Elle permet de minimiser l' encombrement spectral et ainsi d' optimiser les bandes allouées . L' espacement fréquentiel entre les N sinus cardinaux ( les N sous-porteuses ) est donc ? f = 1 / T . La conception de symboles OFDM passe systématiquement par l' orthogonalisation de ses SB avant d' être émise dans la chaîne de transmission . 2.3.2 Chaîne d' émission-réception Le schéma synoptique d' une chaîne de transmission globale OFDM est représenté sur la figure II . 4 . Figure II.4 : Schéma synoptique d' une chaîne d' émission / réception OFDM . Le transmetteur et le récepteur se composent d' une partie numérique prépondérante où sont effectuées les opérations de modulation et de codage , ainsi que d' une partie analogique pour les opérations de filtrage , d' amplification et de transposition en fréquence . 2.3.3 Chaîne d' émission La modulation simultanée de NSP porteuses rend possible l' utilisation de symboles NSP fois plus longs , tout en conservant un débit identique à celui que nous pourrions avoir avec une modulation mono-porteuse . En choisissant une valeur NSP adéquate , la durée des symboles devient suffisamment grande devant l' étalement des retards dans le canal de transmission . Par conséquent , les perturbations liées aux échos deviennent négligeables . Le schéma de principe d' une modulation multi-porteuses OFDM est représenté sur la figure II . 5 . Figure II.5 : Schéma de principe d' un émetteur multi-porteuses OFDM . Le modulateur se compose d' une source d' émission de symboles numériques de temps d' échantillonnage TS et de débit DS = 1 / TS Symb / s . Un convertisseur série / parallèle permet de segmenter l' information en trames de NSP symboles modulés simultanément par une sous-porteuse qui leur est propre . La durée TSM des symboles multi-porteuses alors émis est fonction du nombre de sous-porteuses utilisées : TSM = NSP * TS . Du point de vue fréquentiel , la bande-passante totale du canal est divisée en NSP sous-canaux de largeur identique , associés aux fréquences porteuses fk ( k = 0 , ... , NSP- 1 ) . Nous pouvons envisager une modulation multi-porteuses comme la somme de NSP modulations QAM indépendantes de débit identique sur des canaux parallèles . La modulation OFDM peut sembler au premier abord complexe puisque le nombre théorique de modulateurs doit être égal au nombre NSP de porteuses considérées . S' ajoute ensuite les problèmes de synchronisation ainsi que la notion d' orthogonalité nécessaire à une bonne transmission . En étudiant la décomposition de l' expression d' un symbole OFDM , nous nous apercevons que celle -ci peut être réalisée à l' aide de la Transformée de Fourier Inverse ( TFI ) . 2.3.4 Chaîne de réception Le schéma de principe du démodulateur OFDM est représenté sur la figure II . 6 . Figure II.6 : Schéma de principe d' un récepteur multi-porteuses OFDM . Les symboles multi-porteuses sont démodulés suivant les NSP sous-porteuses par l' intermédiaire d' un filtrage adapté . En sortie de chacun des modulateurs du canal , nous associons aux symboles émis un gain cn . L' estimation des différents gains peut être utilisée pour compenser l' effet du canal de propagation et permettre de retrouver les symboles émis . Les systèmes multi-porteuses demandent néanmoins une bonne synchronisation [ Edf 96 ] . Le rapport signal sur bruit SNR ( Signal to Noise Ratio ) n' étant pas identique pour chacun des sous-canaux , il est possible d' augmenter l' efficacité de transmission pour chacun d' entre eux en utilisant une modulation en quadrature QAM ( Quadrature Amplitude Modulation ) adaptée . En pratique , ceci est difficilement réalisable puisque la modulation QAM utilisée est identique pour tous les sous-canaux , ce qui impose un débit binaire similaire pour chaque sous-canal . Nous remarquerons qu' il existe une dualité temps / fréquence entre les modulations mono et multi-porteuses . Une modulation mono-porteuse réalise un multiplexage temporel , alors qu' une modulation multi-porteuses un multiplexage fréquentiel , d' où le nom de « Frequency Division Multiplexing » ( FDM ) . 2.3.5 Intervalle de garde L' IES est un phénomène inévitable dans les transmissions radio . Il se traduit dans le domaine temporel , par le recouvrement des échos d' un symbole OFDM sur le début d' un nouveau symbole . Il est dû à l' entrelacement des signaux directs et d' une partie du signal indirect précédent qui a été retardé par les trajets multiples . L' IES a pour conséquence le brouillage et la perte d' informations . Bien qu' inévitable , il est néanmoins possible d' intercaler entre deux symboles ULB OFDM successifs , un interval de sécurité lié à l' étallement du canal . C' est le rôle du préfixe que nous décrivons dans la suite . Les symboles OFDM sont également caratérisés par une bande de garde GI ( Guard Interval ) . Une illustration dans le domaine fréquentiel est donnée sur la figure II . 7 . Figure II.7 : Intervalle de garde GI dans les symboles OFDM pour les applications ULB . Le GI permet d' améliorer les performances de transmission en sécurisant l' information des interférences [ Goe 00 ] . En contrepartie , l' efficacité spectrale diminue . Le temps de garde TGI est pour sa part dédié à la synchronisation des données OFDM . Celle -ci est due à l' inexactitude et à la divergence entre la synchronisation des évènements . Les données relatives au temps de garde sont insérées après les données OFDM . La durée TINFO pendant laquelle est émise l' information diffère alors de la période symbole TS . La durée totale du symbole OFDM est la somme du temps nécessaire pour transmettre à la fois les données utiles , mais également le temps relatif à l' insertion de l' intervalle de garde TGI . Le temps total d' un symbole est alors donné par : TINFO = TS + TGI ( II.3 ) L' augmentation du temps d' information a pour conséquence directe de diminuer le débit symbole , qui passe alors de NSP / TS , à NSP / TINFO . L' impact est peut être néanmoins limité dans la mesure où la durée du symbole OFDM est grande en comparaison du temps de garde ( Tg < 20 % de Ts ) . Certains systèmes OFDM profitent également des progrès dans le domaine de l' égalisation pour s' en affranchir . 2.4 Système MB-OFDM Les systèmes Multi-Band-OFDM ( MB-OFDM ) présentent la particularité d' associer une modulation de symboles OFDM large bande ( 528 MHz ) ainsi qu' un processus de sauts de fréquence également appelé Frequency Hopping ( FH ) . Le FH est piloté par un codage fréquentiel temporel TFC ( Frequency Code ) où plusieurs séquences sont définies . Les modulations MB-OFDM permettent alors : D' avoir une occupation fréquentielle plus importante ( plus grande occupation du spectre ) . De rendre possible la gestion de Multi-Utilisateur ( MU ) dans une pico-cellule . D' augmenter la robustesse des signaux face aux interférences susceptibles d' être présentes dans une SB à un instant t , puisque nous serons à l' instant t + 1 dans une autre SB . Les débits de transmission des systèmes MB-OFDM s' échelonnent entre 53 et 480 Mbps suivant le type de constellation employé . Nous constaterons à ce titre que l' augmentation du nombre de points de la constellation QAM permet d' accroître l' efficacité spectrale , au détriment d' une moins bonne résistance au bruit . 2.4.1 Division du spectre en sous-bandes La bande de fréquence allouée pour les systèmes ULB dans la définition de la FCC est comprise entre 3 , 1 et 10 , 6 GHz . En définissant des symboles OFDM de largeur fréquentielle 528 MHz , il est possible de diviser la bande de fréquence totale en 14 SB identiques comme nous l' illustrons sur la figure II . 8 . Figure II.8 : Découpage fréquentiel de la bande ULB comprise entre 3 , 1 et 10 , 6 GHzen 14 SB regroupées en 5 groupes de bandes . L' ensemble des SB est regroupé en 5 groupes de bandes , également appelés BG ( Band Group ) [ ECM05 ] . Les 4 premiers BG comprennent chacun 3 SB , alors que le dernier n' est composé que de 2 SB . L' allocation fréquentielle de cet ensemble est définie dans le tableau II . 1 . Tableau II.1 : Allocation fréquentielle des groupes de bandes . Le mode 1 a été dans un premier temps défini par le mode 1 [ ECM05 ] les systèmes utilisant les trois premières SB du BG 1 . Nous trouvons majoritairement dans la littérature des systèmes développés dans cette plage de fréquences . Il est envisagé d' utiliser par la suite les autres modes ( 2 , 3 , 4 , 5 ) relatifs à l' ensemble des 5 BG . Un codage TFC spécifique est associé à chacun des modes . Le choix du mode 1 est également justifié au regard des distances accessibles qui sont atteignables en fonction des fréquences centrales de chacun des BG . En effet , pour une même DSP d' émission , les pertes sont proportionnelles au logarithme du carré de la fréquence . Nous constatons suivant le tableau II.2 , qui illustre la relation entre les distances d' émission et les fréquences centrales de chaque groupe de bandes , un écart considérable entre chaque SB . Tableau II.2 : Relation entre les distances d' émission et la fréquence centrale de chaque BG . Les distances d' émission accessibles entre les différents BG sont considérables . La plus importante est obtenue avec le BG 1 qui est d' environ 10 m , alors qu' elle n' est à peine de 1 , 56 m pour le BG 5 . Une remarque très importante peut également être faite vis à vis du masque d' émission défini dans le chapitre 1 pour le marché européen , mais aussi d' une manière pratiquement identique pour le marché asiatique . Nous constatons en effet que le fonctionnement en mode 1 ne pourra plus s' appliquer dès 2010 car il se trouvera dans des bandes de fréquences interdites . L' Europe tolèrera la SB basse du BG 1 et les SB hautes à du BG 3 et . Ceci implique que tous les développements jusqu'alors envisagés dans la BG 1 seront dans un avenir proche caduques . Il deviendra alors nécessaire de reconsidérer ces systèmes ou de transposer les signaux émis . 2.4.2 Sauts de fréquence Les sauts de fréquence FH , ont pour rôle de transposer un symbole OFDM d' une SB à une autre . L' enchaînement des sauts est assimilable à une partition de musique dont la mélodie périodique est prédéfinie par l' application d' un codage fréquentiel TFC . Le TFC permet à chaque utilisateur de bénéficier de la diversité fréquentielle liée aux SB qui composent un mode . Par ailleurs , un utilisateur ne pouvant émettre à un instant t que dans une seule des SB , plusieurs utilisateurs peuvent être définis et émettre en même temps dans les autres SB du mode . Ceci rend possible la conception d' un système MU . L' émission ne durant dans chaque SB qu' un tiers du temps ( mode 1 à 4 ) , il devient alors possible d' optimiser la puissance émise , tout en respectant la DSP d' un masque d' émission donné . Nous avons vu dans le premier chapitre que les organismes de régulation ne définissaient pas seulement les DSP suivant les bandes de fréquences mais également suivant la façon de les mesurer . Cette particularité permet dans certains cas , notamment suivant les zones géographiques et pour des systèmes à sauts de fréquence , d' augmenter les puissances d' émission . L' UE ne spécifie pas de contraintes particulières sur le FH . Aussi , nous pourrions envisager d' augmenter la puissance dans chaque SB de manière à ce que la puissance moyenne reste constante . L' utilisation d' un TFC permet également d' améliorer l' efficacité de transmission . En effet , dans le cas où un brouilleur est présent dans une certaine plage de fréquence à un instant t , il peut nous faire perdre l' information . Cependant , il est fort probable que nous retrouvions le signal utile à l' instant t + 1 du fait que les sauts de fréquence nous éloigneront dudit perturbateur . Toute autre combinaison nous permettant de passer d' une SB à une autre , nous permet d' optimiser le transfert d' information en nous éloignant d' éventuelles perturbations . Une combinaison logique unique est définie en employant jusqu'à sept codes temps-fréquence différents pour chacun des BG . Les TFC et les ordres de préambules associés au premier et dernier GB sont définis dans le tableau II.3 en fonction du numéro des SB . Les BG d' ordre supérieur sont définis de manière identique , en adoptant une numérotation cohérente par rapport aux SB . Tableau II.3 : Allocation codage temps-fréquence ( TFC ) pour les différents modes des systèmes MB-OFDM . Les sauts de fréquence nécessitent de prendre en considération , en plus des GI , un temps relatif à la réponse des mélangeurs analogiques . En effet , le temps de réponse des mixers n' est pas instantané et le passage d' une SB à une autre peut entraîner la perte d' informations . Il devient alors nécessaire de restructurer la trame OFDM en incluant un temps de sécurité appelé préfixe en début de chaque symbole OFDM , comme nous l' illustrons sur la figure II . 9 . Le prefixe est utilisé comme un temps d' attente entre deux symboles successifs . Il peut être « blanc » s' il ne comprend pas d' information utile , ou bien utilisé à bon-escient en recopiant une partie de la fin de la trame OFDM . Pour être efficace , il doit être supérieur à l' étalement temporel ? R du canal . Il est donc judicieux de choisir cette valeur en fonction de retard introduit par le canal de propagation . Figure II.9 : Intervalle de garde GI dans les symboles OFDM . La figure II.10 illustre dans le domaine temporel les trames OFDM du mode 1 avec le TFC numéro 1 . Figure II.10 : Sauts en fréquence de symboles OFDM en considérant le fonctionnement en mode 1 et pour le TFC 1 . Tout comme l' intervalle de garde TGI , le préfixe allonge la durée totale du symbole émis . La durée totale TINFO d' émission est la somme du temps nécessaire pour transmettre les données utiles TS , du temps TGI relatif au GI et du temps TCP au préfixe . La durée TINFO se calcule alors suivant : TINFO = TS + TGI + TCP ( II.4 ) Le débit symbole D est également affecté et diminue suivant l' équation : ( II.5 ) L' utilisation de mélangeurs performants devient alors nécessaire pour minimiser les temps de commutation entre SB , ce qui permet d' augmenter le débit de transmission . La réalisation de tels composants dans le domaine RF n' est pas sans poser quelques difficultés [ Ali 06 ] . Ceci est le cas en particulier pour l' accessibilité aux hautes fréquences , ce qui explique l' attrait grandissant pour le domaine de l' optique , notamment pour les transpositions fréquentielles [ LeG 07 ] [ Zen 06 ] . 2.5 Bilan et paramètres des systèmes MB-OFDM utilisés Construits à partir d' une transformée de Fourier rapide et modulée avec une constellation QPSK , les symboles OFDM utilisés dans la suite de cette étude sont répartis sur une bande fréquentielle de largeur 528 MHz . Ils comportent 128 porteuses distribuées de la manière suivante : 100 : Codage de l' information . 12 : Nombre de sous-porteuses pilotes . 10 : Nombre de sous-porteuses de garde . 6 : Données nulles . La durée d' un symbole TS est de 242 , 42 ns . Un symbole est intercalé entre un préfixe cyclique de durée TCP = 60 , 6 ns et un intervalle de garde GI de durée TGI = 9 , 47 ns . Le préfixe permet d' atténuer les trajets multiples introduits par le canal permettant ainsi de maintenir l' orthogonalité entre les porteuses reçues . Le GI est utilisé par l' oscillateur local pour les sauts de fréquence entre SB . La durée totale d' un symbole est donc de 312 , 5 ns . Suivant le type de codage et la constellation initiale utilisée , les débits accessibles sont : 53 , 3 , 80 , 110 , 160 , 200 , 320 , 400 , 480 Mbps . Dans notre cas , nous considérons un système dont le débit est médian . Il est réalisé à partir d' une modulation QPSK et a pour valeur 200 Mbps . La DSP en fréquence émise en bande de base alors obtenue est illustrée sur la figure II . 11 . Figure II.11 : DSP en fréquence du signal ULB-OFDM émis . L' utilisation d' un filtrage adéquat nous permet de respecter le gabarit d' émission imposé pour chacune des SB OFDM de largeur 528 MHz [ ECM05 ] . 2.6 Non linéarité dans les sytèmes ULB-OFDM Les signaux OFDM présentent la particularité d' avoir des pics de puissance dans leurs signaux . Ils sont caractérisés par la valeur de PMEPR . Cette caractéristique est particulièrement néfastes dans le cadre de l' utilisation d' éléments non linéaires comme le sont les amplificateurs . 2.6.1 Définition du PMEPR dans les systèmes OFDM Le signal modulé d' une modulation mono-porteuse suit généralement une loi uniforme . En revanche , le théorème de la limite centrale permet de dire que la distribution d' amplitude d' un signal OFDM tend vers une loi normale lorsque le nombre de porteuses NSP tend vers l' infini . En considérant un nombre de porteuses limité , les simulations montrent que la distribution tend vers une loi gaussienne . La forme d' onde temporelle des parties réelle et imaginaire des signaux OFDM complexes précédemment décrits est illustrée sur la figure II . 12 . Figure II.12 : Relevé temporel de la partie réelle et imaginaire des signaux ULB-OFDM . Nous comparons sur la figure II.13 deux signaux normalisés de puissance moyenne ( variance ) identique , de type gaussien pour le premier et uniforme pour le second . Figure II.13 : Distribution pour des signaux gaussiens ( a ) et uniformes ( b ) . La dynamique du signal est supérieure dans le cas d' un signal gaussien . Nous observons également la présence de pics d' amplitude importante . Cette différence peut être quantifiée par le Facteur de Crête ( FC ) défini par : ( II.6 ) Où le PAPR ( Peak-to-Average Power Ratio ) caractérise la dynamique en puissance du signal modulé . Il est défini comme le rapport entre la puissance maximale et la puissance moyenne pour un signal non nul s ( t ) , de moyenne nulle sur un intervalle [ 0 ; T ] à partir de l' équation : ( II.7 ) Cette expression permet d' affirmer que le facteur de crête est d' autant plus important que la valeur maximale du signal est grande devant la moyenne de celui -ci . Dans le cadre des modulations multi-porteuses orthogonales comme l' OFDM , le PAPR est plus communément appelée PMEPR ( Envelope Power Ratio ) . L' OFDM représentent en effet un cas typique de signaux modulés à enveloppe non constante avec de fortes valeurs de PMEPR , comme nous pouvons le constater sur la figure II . 12 . En considérant un signal OFDM complexe en Bande de Base ( BdB ) OFDMBdB ( t ) comportant NSP symboles émis sur une durée TS ( T = NSym * Ts ) , l' équation ( II.7 ) se traduit par la relation [ Pal 04 ] : ( II.8 ) Nous pouvons également montrer que : ( II.9 ) L' équation II.9 [ Lou 00 ] montre alors que la valeur de PMEPR est limitée . Elle est proportionnelle au nombre NSP de porteuses et dépend des symboles cj , k modulés sur chacune d' entre elles . La modulation OFDM est d' autant plus avantageuse que le nombre de porteuses est grand , ceci permettant d' augmenter le débit . En revanche , les valeurs de PMEPR tendent alors à être importantes . Cela a pour conséquence néfaste le fait que les signaux OFDM seront sensibles aux non-linéarités et en particulier aux points de compression ainsi qu' à l' écrêtage induit par les composants qui constituent la chaîne d' émission-réception . La dynamique du système tend alors à diminuer . Nous pouvons aussi utiliser le paramètre de PMEPR pour mesurer la dynamique en puissance des signaux In-phase / Quadrature ( I / Q ) de l' enveloppe complexe en BdB du signal . Dans ce cas , [ Rag 06 ] relie la valeur de PAPRBdB au PAPRRF du signal modulé RF suivant l' équation : ( II.10 ) L' évaluation du facteur de crête devient de ce fait importante dans le dimensionnement des composants non linéaires de la chaîne . Différentes méthodes de réduction du PMEPR sont néanmoins à l' étude et peuvent être employées [ Rag 06 ] pour les systèmes OFDM . 2.7 Non-linéarité des amplificateurs pour les systèmes OFDM L' évanouissement du signal RF dans le canal de propagation nécessite l' utilisation d' amplificateurs . Qu' ils soient majoritairement de puissance ( PA ) , dans le cas de l' émetteur , ou faible bruit ( LNA ) , pour le récepteur , ils présentent de nombreuses imperfections . La plus préjudiciable d' entre elle , qui a pour effet de distordre le signal transmis , est due aux problèmes de non-linéarités , que nous définirons dans le chapitre 3 . Nous utiliserons en particulier celles définies suivant la valeur du point d' inter-modulation d' ordre 3 appelé IP3 ( Third Order Intercept Point ) qui est propre à chaque amplificateur . A titre d' exemple , nous illustrons sur la figure II.14 la réponse en amplitude typique d' un amplificateur . Figure II.14 : Réponse en amplitude typique d' un amplificateur . La réponse en amplitude d' un amplificateur se divise en trois zones distinctes , qui peuvent être décomposées de la manière suivante : Une partie linéaire caractéristique du gain de l' amplificateur , elle permet d' obtenir un signal de sortie proportionnel à l' amplification du signal d' entrée . Cette partie est infinie dans le cadre d' un amplificateur idéal . Une zone de non-linéarité , les signaux dont la dynamique est trop importante sont alors partiellement distordus . La dernière partie est la zone de saturation . Au-delà de cette limite , le signal de sortie est intégralement écrêté . La zone non-linéaire ainsi que celle de saturation sont particulièrement critiques dans le cas de signaux OFDM , dans la mesure où ils peuvent présenter de fortes valeurs de PMEPR . Effectivement , les amplitudes de certains pics du signal ont tendance à saturer les amplificateurs ce qui entraîne alors une dégradation du rendement . L' influence des non-linéarités des amplificateurs pour la transmission de signaux ULB dans les systèmes MB-OFDM est encore mal maîtrisée et peu connue . Nous nous proposons d' étudier plus particulièrement leurs impacts dans le chapitre 3 . 2.8 Bilan sur les systèmes ULB MB-OFDM Cette première partie de chapitre nous a permis d' introduire la modulation multi-porteuses de type OFDM pour la transmission de signaux ULB . Dans un historique , nous avons montré son évolution , ainsi que les divers attraits qu' elle suscite pour de nombreux systèmes de communication . Avec une occupation large bande , les systèmes ULB-OFDM offrent la possibilité de transmettre des informations à très haut débit . Ils sont aussi particulièrement robustes face aux interférences liées notamment aux problèmes de fading et de multi-trajets . Nous avons ensuite présenté ses principales caractéristiques . Celles -ci sont étendues dans le cadre des systèmes MB-OFDM , où nous décrivons le processus des sauts de fréquence . Ils permettent d' une part , l' occupation de plus grandes largeurs de bandes fréquentielles et d' autre part , la possibilité de concevoir des systèmes multi-utilisateurs . Enfin , nous soulevons les problèmes des signaux OFDM face à des valeurs de PMEPR élevées ( fortes fluctuations de l' enveloppe du signal qui présente des pics d' amplitude élevés ) . Des valeurs de PMEPR importantes sont particulièrement préjudiciables dans la mesure où les éléments constitutifs d' une chaîne de transmission , et en particulier les amplificateurs , ne sont pas idéaux . Ils induiront des problèmes de distorsions inéluctables . Les résultats des travaux présentés dans les chapitres 3 et 4 sur les signaux MB-OFDM seront réalisés à partir des caractéristiques que nous venons de décrire . 3 Systèmes de modulation MB-OOK 3.1 Modulation OOK classique L' histoire de la modulation OOK ( On Off Keying ) , également appelée modulation « tout ou rien » , remonte aux débuts de la micro-informatique . Elle était utilisée pour sauvegarder les programmes sur des bandes magnétiques à l' aide d' un magnétophone ordinaire . La modulation OOK est également la modulation la plus simple qui est utilisée pour les communications optiques et infrarouges . Dans ce cas , l' oscillateur est soit une Diode Electro-Luminescente ( DEL ) , soit un laser . Cette modulation consiste dans sa forme classique à moduler directement une porteuse par un signal binaire en bande de base . Le spectre de sortie est obtenu par simple translation du spectre autour de la porteuse comme nous l' illustrons sur la figure II . 15 . Figure II.15 : Modulation OOK et spectre fréquentiel associé . Ce phénomène est une conséquence directe des propriétés de la modulation d' amplitude d' une porteuse . Il s' agit de modulation analogique dans le sens où l' information numérique est contenue dans l' enveloppe d' un sinus qui est utilisé comme porteuse . Malgré la simplicité de démodulation par le biais d' un détecteur d' enveloppe , et même si elle est très utilisée en optique , la modulation OOK classique ne reste qu' occasionnelle pour la transmission de données RF . Il est en effet peu courant d' utiliser l' amplitude d' un signal comme paramètre de transmission d' informations suite aux nombreuses fluctuations et atténuations causées par le canal de propagation . Une modulation en phase est généralement préférée , elle présente de meilleures performances même si le démodulateur est plus complexe . Il existe également des modulateurs multi-niveaux , auxquels nous associons une modulation de phase . Dans ce derniers cas , nous retrouvons une modulation de type QAM . 3.2 Principes de la modulation OOK proposée par Mitsubishi ITE Initialement développés par la société Mitsubishi ITE [ Paq 04a / b ] , les systèmes de transmission MB-OOK pour les solutions ULB bas coût reposent sur une architecture simple et adoptent une solution impulsionnelle originale . En opposition aux systèmes MB-OFDM basés sur le synchronisme et l' estimation du canal ULB , le système MB-OOK s' articule autour de la détection d' énergie du signal reçu [ Paq 03 ] . Il se compose principalement d' une modulation de type OOK et d' une démodulation asynchrone non-cohérente . Parce qu' il est généralement difficile d' établir avec rigueur les caractéristiques d' un canal de propagation ( d' autant plus s' il est de type ULB et que nous lui incluons des critères de mobilité ) , les systèmes asynchrones montrent rapidement leurs intérêts . Ils permettent en effet la transmission d' informations avec une connaissance moindre du canal de propagation . 3.2.1 Principe de transmission du système MB-OOK Le système de transmission MB-OOK proposé s' articule autour d' une modulation OOK mise en parallèle sur plusieurs bandes adjacentes . Le schéma de principe de l' émetteur est représenté sur la figure II . 16 . Figure II.16 : Schéma de principe de l' émetteur MB-OOK , exemple de transmission . La chaîne d' émission se compose d' un générateur d' impulsions périodiques , suivi d' un démultiplexeur pour la mise en parallèle de l' information . Le signal est modulé puis sommé avant d' être transmis après amplification . Générateur d' impulsion : le signal impulsionnel utilisé est schématisé sur la figure II . 17 . D' une durée TD d' environ 100 ps , et d' une périodicité TP comprise entre 15 et 100 ns , l' impulsion peut couvrir dans le domaine fréquentiel l' intégralité de la bande ULB allant de 3 , 1 à 10 , 6 GHZ . ( a ) ( b ) Figure II.17 : Signal impulsionnel temporel ( a ) , et spectre en fréquence ( b ) . Le signal appliqué à l' entrée de la chaîne de transmission est une impulsion monocycle . Elle est initialement basée sur la réponse en tangente hyperbolique des structures à paires différentielles réalisées à base de transistors à effet de champ [ BILBAO ] . L' impulsion monocycle peut être facilement modélisée à partir de la fonction mathématique décrite par l' équation II.11 , qui ne contient que des termes en tangente hyperbolique l' impulsion à été modélisée dans le cadre de BILBAO par le CNAM [ BILBAO ] [ Maz 06 ] . ( II.11 ) La fonction A ( x ) , dont une représentation est donnée sur la figure II.15 , est une très bonne approximation de l' impulsion monocycle gaussienne . Une équipe du projet BILBAO est actuellement en charge de la réalisation physique de ce générateur . Les premiers résultats pratiques s' accordent très bien avec la forme d' onde que nous venons de présenter . Démultiplexeur : le spectre en fréquence obtenu avec de telles impulsions est divisé durant la phase de démultiplexage par le biais d' un répartiteur d' énergie jusqu'à un ensemble de n filtres passe-bandes décalés en fréquence , compris entre 15 et 30 . La largeur de bande en fréquences des filtres est comprise entre 250 et 500 MHz suivant leur nombre . Cet ensemble appelé banc de filtre , répartit les composantes spectrales de l' impulsion sur les n SB adjacentes . Chacune des SB est ensuite modulée de manière indépendante via une modulation OOK à la fréquence 1 / TP . Sommation : une solution pratique que nous employons afin de réaliser la sommation des signaux est d' implémenter d' une manière symétrique un démultiplexeur . Celui -ci est identique à celui que nous venons de décrire . Nous utilisons ainsi les propriétés de réciprocité liées à cette structure . Emission : une fois les signaux sommés , un amplificateur de puissance permet de se conformer au masque d' émission de la réglementation en vigueur . Les donnés sont ensuite transmises dans le canal de propagation via une antenne ULB . 3.2.2 Canal de transmission et systèmes impulsionnels Dans le but de comprendre les temps mis en oeuvre par le générateur d' impulsions , il est intéressant de s' attarder sur la réponse impulsionnelle du canal de transmission . Une représentation typique est donnée sur la figure II . 18 . Figure II.18 : Réponse impulsionnelle typique d' un canal de propagation ULB . D' une manière générale , la durée d' étalement TE d' une impulsion est comprise entre 20 et 100 ns pour des distances de 1 à 10 m . Afin d' éviter les produits d' IES , la périodicité TP des impulsions doit être supérieure à la durée d' étalement de l' impulsion reçue . Néanmoins , Sahin montre dans [ Sah 05 ] que les interférences inter-symboles dans un canal ULB peuvent être négligées pour une période de répétition Tr supérieure à 30 ns , et des distances de transmission inférieures à 4 m . Parallèlement , en plus des antennes de transmission et des autres éléments de la chaîne de propagation , nous étudierons dans le chapitre 3 l' importance du filtrage . Nous montrerons notamment que le choix des filtres utilisés dans le banc de filtres du démultiplexeur a une large influence sur la réponse du signal dans le canal . L' ensemble de ces distorsions ainsi que les produits d' IES rendent la forme d' onde des impulsions reçues imprévisible . Cela se traduit par une diminution des performances en terme d' efficacité et de débit . Le débit de transmission est lui limité à 1 / TP , ce qui est largement inférieur à la capacité totale CTotale du canal du fait que celui -ci n' est pas estimé . Avec une parfaite connaissance de ce dernier , nous pouvons l' exprimer suivant l' équation : ( II.12 ) Où : ETotale est l' énergie disponible intégrée sur la bande fréquentielle totale BTotale disponible . N représente la DSP de bruit unilatéral . Dans notre cas , le signal est réparti sur n SB . En considérant le cas idéal tel que BTotale = n * B et ETotale = n * E , la capacité globale du système en SB reste identique à la capacité totale du système mono-bande nC = CTotale . La capacité de chaque canal correspond alors à celui d' une SB . Dans le cas d' une réception cohérente , elle peut être écrite suivant l' équation : ( II.13 ) La division en SB permet donc d' augmenter les débits sans perte de capacité globale . Le débit brut global du système proposé est finalement égal à n / TP . Ce débit est limité en pratique par des contraintes de réalisation , puisque nous ne pouvons pas occuper de manière optimale les SB . 3.2.3 Principe de réception du système MB-OOK Le fonctionnement du récepteur MB-OOK illustré sur la figure II.19 est basé sur un principe similaire au générateur que nous venons de décrire . Le signal issu de l' antenne de réception est amplifié par un ou plusieurs LNA avant d' être réparti en n SB par le biais d' un démultiplexeur similaire à celui utilisé dans la chaîne d' émission . La largeur de chaque SB est donc identique à l' émission et à la réception . Figure II.19 : Schéma de principe du récepteur MB-OOK , exemple d' une réception . Le récepteur employé et le décodage du signal utilisé sont respectivement basés sur une approche non-cohérente et une détection énergétique . Contrairement aux systèmes impulsionnels pour lesquels le codage de l' information est réalisé sur la polarisation ou le positionnement temporel de la pulsation dans le rapport cyclique , la détection est ici réalisée sur le niveau d' amplitude du signal . Nous utilisons alors une démodulation quadratique représentée sur la figure II . 20 . Figure II.20 : Démodulateur quadratique non-cohérent . Le principe de fonctionnement du démodulateur est le suivant : pour chacune des n SB du récepteur MB-OOK , le signal analogique est élevé au carré puis intégré sur une durée déterminée ( < TI ) . Le niveau du signal intégré est comparé au seuil de décision . Une fois la décision prise , le signal de sortie binaire doit correspondre au signal OOK modulant . Paquelet décrit dans [ Paq 03 ] que la détection asynchrone d' une séquence conduit à des traitements quadratiques . Ceci nous amène à ne considérer que des quantités relatives à l' énergie du signal pour chacune de ces SB . L' énergie du signal reçu est donc intégrée en une seule fois sur la durée d' étalement du canal . Une seule estimation de l' instant d' arrivée du premier trajet et de la durée d' étalement du canal est nécessaire . Nous représentons sur la figure II.21 , la forme impulsionnelle des signaux émis et reçus . Où : TI : le temps d' intégration . TP : période de répétition des impulsions . TE : durée d' étalement du canal . Nous remarquerons l' égalité TI = Tp dans le cas d' une émission continue . Figure II.21 : Réponse impulsionnelle typique du canal de propagation ULB par rapport au signal émis . La détermination du seuil de détection optimale d' un tel système s' avère être une opération complexe . Bien qu' elle ait fait l' objet d' une étude complète dans [ Aub 05 ] , nous apportons quelques simplifications , afin de simplifier le développement de notre chaîne de simulation , Celles -ci sont détaillées dans la suite de ce chapitre . 3.2.4 Détermination du seuil de décision L . - M . Aubert étudie et montre dans [ Aub 05 ] la nécessité d' utiliser un seuil de décision adapté dynamiquement grâce à des procédures d' estimation du canal en fonction des conditions de propagation . En effet , le récepteur non-cohérent qui fonctionne par l' intermédiaire d' un détecteur d' énergie ne respecte pas une loi normale pour les niveaux hauts et bas de décision de sortie . Après l' instant d' intégration , nous observons une valeur scalaire x qui correspond à l' une ou l' autre des deux hypothèses H0 ou H1 des équations suivantes : ( II.14 ) ( II.15 ) Où : H0 et H1 sont respectivement les hypothèses d' un bit à 0 et à 1 de la modulation OOK . x est le résultat de l' intégration du signal sur le temps total TI d' un symbole . n ( t ) correspond à la présence de bruit . s ( t ) est le signal utile . La représentation des densités de probabilité obtenues autour de ces deux hypothèses est illustrée sur la figure II . 22 . Figure II.22 : Densité de probabilité après intégration du signal . Nous remarquons que la